康榮雷，安 毅，班亞龍，楊少帥

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

0 引 言

有“數(shù)字化戰(zhàn)場中樞系統(tǒng)”之稱的數(shù)據(jù)鏈，是鏈接指揮控制中心、各級指揮所、各參戰(zhàn)部隊(duì)和武器平臺的數(shù)據(jù)通道，構(gòu)成空-天-地-海一體化的數(shù)字信息系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)戰(zhàn)場態(tài)勢共享、作戰(zhàn)指令傳遞、戰(zhàn)術(shù)信息協(xié)同等功能。美軍Link4A、Link11、Link22等戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈都將超短波電臺作為戰(zhàn)術(shù)信息系統(tǒng)中極其重要的組成部分[1-3]。尤其對航空平臺而言，戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)菍?shí)現(xiàn)地空組網(wǎng)、機(jī)間互聯(lián)、協(xié)同作戰(zhàn)的重要數(shù)據(jù)鏈路。

隨著電磁頻譜戰(zhàn)理論的成熟與實(shí)踐部署，電磁干擾裝備日新月異，衍生的復(fù)雜電磁環(huán)境對戰(zhàn)場信息系統(tǒng)工作效能影響與日俱增，如何提升戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈的抗干擾能力是當(dāng)前航空電子信息系統(tǒng)技術(shù)發(fā)展的重中之重。目前，戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈為對抗電磁干擾所采用的技術(shù)手段集中在[4-6]：功率域采用自適應(yīng)功率控制技術(shù)；頻率域采用跳頻技術(shù)；時(shí)間域采用跳時(shí)或猝發(fā)通信技術(shù)；信息域采用高效高增益編碼。但是，隨著電磁干擾設(shè)備輻射功率的日益提升，以及跟隨式跳頻干擾技術(shù)的成熟應(yīng)用，上述傳統(tǒng)抗干擾手段在電磁頻譜戰(zhàn)環(huán)境下的效能將受到極大的制約。

基于陣列天線的空域?yàn)V波算法具有較為突出的抗干擾能力，并且在衛(wèi)星通信與導(dǎo)航領(lǐng)域取得了極其可觀的效能[7-10]。但超短波頻段的戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈迄今仍未采用空域抗干擾技術(shù)。由于該頻段數(shù)據(jù)鏈采用的VHF(108～174 MHz) 與UHF(225～400 MHz) 頻段電波信號，基本屬于米波范圍(0.75～2.78 m)，傳統(tǒng)的半波長間距陣列天線難以部署在機(jī)載平臺上，而小間距天線耦合特性極強(qiáng)且陣列響應(yīng)隨環(huán)境敏感變化，致使利用傳統(tǒng)暗室校準(zhǔn)參數(shù)的空域?yàn)V波抗干擾算法失效。

本文采用引導(dǎo)信號輔助小間距(d<0.1λ)天線陣列導(dǎo)向?qū)崟r(shí)計(jì)算的方法，融合空域?yàn)V波算法中的功率反演(Power Inverse，PI)準(zhǔn)則與最小均方誤差(Minimum Mean Squared Error，MMSE)準(zhǔn)則，結(jié)合時(shí)域抽頭實(shí)現(xiàn)空時(shí)自適應(yīng)處理(Space-Time Adaptive Processing，STAP)，能夠?qū)崟r(shí)進(jìn)行通信信號的陣列響應(yīng)校準(zhǔn)，實(shí)現(xiàn)對多方向干擾信號進(jìn)行調(diào)零抑制的同時(shí)保持對通信信號的增益控制，確保在較高干信比環(huán)境下的通信能力。

1 抗干擾系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的增配式空時(shí)聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)，在原有通信電臺與天線之間增加抗干擾處理模塊并替換成陣列天線，實(shí)現(xiàn)對通信信號的抗干擾處理。

增加空時(shí)聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)后的超短波戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈構(gòu)成的戰(zhàn)術(shù)信息系統(tǒng)示意圖如圖1所示。

圖1 超短波戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈戰(zhàn)術(shù)信息系統(tǒng)示意圖

空時(shí)聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)由空時(shí)聯(lián)合抗干擾處理模塊與VHF/UHF天線陣兩部分組成，其詳細(xì)的組成與功能框圖如圖2所示。

圖2 空時(shí)聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)組成與功能框圖

2 抗干擾處理算法設(shè)計(jì)

戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈空時(shí)聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)由通信發(fā)送端和接收端設(shè)備組成，由于通信系統(tǒng)的對稱性，兩端的設(shè)備構(gòu)成也是一致的。

本文選擇PI與MMSE準(zhǔn)則相結(jié)合的空時(shí)聯(lián)合自適應(yīng)處理技術(shù)進(jìn)行融合濾波計(jì)算，實(shí)現(xiàn)引導(dǎo)信號的抗干擾接收，并使用引導(dǎo)信號作為接收參考信號，實(shí)現(xiàn)對通信信號的抗干擾接收。

發(fā)射端監(jiān)測數(shù)據(jù)鏈電臺通信信號的發(fā)射狀態(tài)和信號功率，產(chǎn)生引導(dǎo)信號并與通信信號的發(fā)送時(shí)隙對齊，實(shí)時(shí)動態(tài)調(diào)整引導(dǎo)信號的發(fā)射狀態(tài)和功率，完成對戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈原始傳輸信號的寄生，同時(shí)將通信信號和引導(dǎo)信號傳輸?shù)街饔锰炀€陣元實(shí)現(xiàn)合成信號的發(fā)射。

接收端完成對戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈接收信號和引導(dǎo)信號的陣列同步采樣，在PI準(zhǔn)則空時(shí)自適應(yīng)抗干擾處理后，對引導(dǎo)信號實(shí)現(xiàn)捕獲、解調(diào)和重構(gòu)，以此實(shí)現(xiàn)對非標(biāo)準(zhǔn)構(gòu)型陣列天線導(dǎo)向矢量的實(shí)時(shí)計(jì)算，再利用MMSE準(zhǔn)則空時(shí)自適應(yīng)處理實(shí)現(xiàn)對原始通信信號的抗干擾接收，由數(shù)字中頻上變頻到射頻信號后并發(fā)送到戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈電臺。

發(fā)射端與接收端對抗干擾處理的算法流程如圖3和圖4所示。

圖3 抗干擾處理設(shè)備發(fā)端流程圖

圖4 抗干擾處理設(shè)備收端流程圖

2.1 引導(dǎo)信號設(shè)計(jì)

引導(dǎo)信號是一種隱藏在通信信號之下的寄生性信號，通過擴(kuò)頻碼序列實(shí)現(xiàn)解擴(kuò)增益達(dá)到信號可解調(diào)條件。

2.1.1 對通信信號靈敏度影響分析

假設(shè)通信信號到達(dá)通信目標(biāo)天線時(shí)的信號功率為Psig，而引導(dǎo)信號Pcor由于與通信信號帶寬重合，通信信道的衰減一致，因此，到達(dá)通信目標(biāo)天線時(shí)的信號功率為

(1)

數(shù)據(jù)鏈電臺在進(jìn)行信號播發(fā)時(shí)，通信信號比引導(dǎo)信號強(qiáng)NdB。

假設(shè)通信信號的接收靈敏度解調(diào)門限為DdB，則通信信號功率與噪聲功率的關(guān)系為

(2)

在加入引導(dǎo)信號后，信號在靈敏度附近的信噪比關(guān)系變化為

(3)

對通信靈敏度的影響為

(4)

假設(shè)解調(diào)門限為信噪比3～5 dB，引導(dǎo)信號比通信信號衰減10～30 dB，計(jì)算結(jié)果如表1所示。

表1 引導(dǎo)信號對通信靈敏度影響

綜上，當(dāng)引導(dǎo)信號的功率比通信信號低20 dB左右時(shí)，解調(diào)門限的靈敏度損失小于0.18 dB，影響較小。

2.1.2 對通信信號通信距離影響分析

戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈無線電波的傳播存在傳播路徑損耗，即電波的電磁能量隨傳播距離的增加而迅速損耗衰減。若電波到達(dá)接收天線時(shí)其信號強(qiáng)度已低于接收電臺的靈敏度，則不能建立通信。因此，對于一套各項(xiàng)參數(shù)均已確定了的戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈通信系統(tǒng)，限制其通信距離的重要因素是傳播路徑損耗。甚高頻無線電波的傳播路徑損耗可按式(5)計(jì)算[11]：

PL=20lgf-20lg(HT·HR)+40lg(D)+88.11。

(5)

將式(5)改寫為式(6)，即可得到戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈的通信距離：

D=10(PL+20lg(HT·HR)-20lg f-88.11)/40。

(6)

式中：D為發(fā)射天線到接收天線的距離，單位為km；PL為傳播路徑損耗，單位為dBm；f為天線工作頻率，單位為MHz；HT為發(fā)射天線距離地面的高度，單位為m；HR為接收天線距離地面的高度，單位為m。

相互通信的兩套戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈通信系統(tǒng)之間存在系統(tǒng)所容許的最大的傳播路徑損耗。若兩個系統(tǒng)的距離較近，實(shí)際的傳播路徑損耗低于系統(tǒng)容許的傳播路徑損耗，則可以建立通信聯(lián)系。戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈通信系統(tǒng)所容許的傳播路徑損耗取決于發(fā)射電臺的發(fā)射功率、接收電臺的接收靈敏度、發(fā)射天線和接收天線的增益以及信號通過天線饋線時(shí)的損耗。系統(tǒng)容許的傳播路徑損耗為

PL=PT+GT+GR-CT-CR-PR-PF。

(7)

式中：PT為信號發(fā)射功率；GT為發(fā)射天線增益；GR為接收天線增益；CT為發(fā)射天線饋線損耗；CR為接收天線饋線損耗；PR為接收靈敏度；PF為衰減余量。

如果在戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈中附加引導(dǎo)信號后，根據(jù)上節(jié)的分析，引導(dǎo)信號會對通信信號接收靈敏度產(chǎn)生影響，影響值為Dert，因此在VU頻段數(shù)據(jù)鏈中附加引導(dǎo)信號后的通信距離為D1，則

D1=10(PL+20lg(HT·HR)-20lg f-88.11-Dert)/40。

(8)

因此，在戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈中附加引導(dǎo)信號前后，通信距離變化量ΔD為

ΔD=D-D1=D[1-10(-Dert/40)]。

(9)

引導(dǎo)信號對通信距離的影響如表2所示。

表2 引導(dǎo)信號對通信距離的影響

因此，當(dāng)引導(dǎo)信號比通信信號低20 dB的情況下，對通信距離的影響約為1%，影響較小。

2.1.3 信號波形設(shè)計(jì)

引導(dǎo)信號采用二進(jìn)制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)調(diào)制，由“通信數(shù)據(jù)+擴(kuò)頻碼”直接調(diào)制在載波上構(gòu)成，其信號表達(dá)式為

SCN1I=ACN1ICCN1I(t)DCN1I(t)cos(2πfCN1t+φCN1I)。

(10)

式中：SCN1I表示調(diào)制的CN1頻段的I路信號；ACN1I表示CN1I信號振幅；CCN1I表示CN1I信號的擴(kuò)頻碼；DCN1I表示CN1I信號的數(shù)據(jù)碼；fCN1表示CN1I信號的載波頻率；φCN1I表示CN1I信號的初相。

引導(dǎo)信號的信號振幅由功率設(shè)定，數(shù)據(jù)碼均為1；載波頻率由通信信號的頻率設(shè)定，初相設(shè)置為0。

引導(dǎo)信號的擴(kuò)頻碼序列由2 046個碼片組成(互相關(guān)特性較好的偽隨機(jī)序列，可參考“北斗”衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的PN碼序列結(jié)構(gòu))，以2.046 Mb/s速率進(jìn)行調(diào)制，即碼序列重復(fù)頻率為1 kHz，根據(jù)擴(kuò)頻系統(tǒng)增益計(jì)算公式計(jì)算其擴(kuò)頻增益的大小為

(11)

在引導(dǎo)信號比通信信號低20 dB的情況下，通過擴(kuò)頻可獲得約33 dB的增益，可滿足引導(dǎo)信號在接收方的解調(diào)條件。

2.2 空時(shí)聯(lián)合算法

傳統(tǒng)陣列抗干擾一般選擇單獨(dú)空域抗干擾算法，通過對不同陣元的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，得到相應(yīng)的加權(quán)值從而實(shí)現(xiàn)對干擾信號的抑制，但空域抗干擾算法受到自由度的限制所能對抗的干擾數(shù)量有限，如果要增加抗干擾數(shù)量就需要增加陣元個數(shù)，所以空域算法的應(yīng)用受到較大的限制。

空時(shí)二維抗干擾算法是在不增加陣元個數(shù)的情況下實(shí)現(xiàn)了抗更多干擾的目的，算法框圖如圖5所示?？諘r(shí)二維抗干擾算法的自由度為(M-1)×L，其中，M為陣元數(shù)，L為STAP的時(shí)域抽頭數(shù)。當(dāng)L=1時(shí)，STAP退化為純空域處理，L>1時(shí)表示空時(shí)處理。STAP處理后可對抗(M-1)×L單音干擾，自由度大大增加，當(dāng)然空時(shí)二維抗干擾算法的計(jì)算量也大于純空域抗干擾算法。

圖5 空時(shí)聯(lián)合抗干擾算法框圖

從每個陣元通道來看，各級時(shí)域抽頭構(gòu)成了FIR濾波器，可以在時(shí)域上去除干擾；從相同的時(shí)間節(jié)點(diǎn)看，不同的陣元構(gòu)成了空域的自適應(yīng)濾波，可以分辨空間干擾源，形成空域零陷抑制空域干擾。因此，空時(shí)處理具有在空時(shí)二維域剔除干擾的能力。

每個陣元通道接收到的信號xm(n)經(jīng)過下變頻處理后進(jìn)行加權(quán)相乘，以實(shí)現(xiàn)數(shù)字波束合成。M個陣元加權(quán)后的輸出表達(dá)式為

(12)

上式中，空時(shí)聯(lián)合處理根據(jù)PI準(zhǔn)則和MMSE準(zhǔn)則分別計(jì)算對應(yīng)的權(quán)值wPI與wMMSE。

由于通信信號在接收端的信號功率大于噪聲功率，而引導(dǎo)信號經(jīng)解擴(kuò)頻獲得增益后可獲得比通信信號高10 dB的接收功率。

2.2.1 PI準(zhǔn)則

PI準(zhǔn)則的優(yōu)化目標(biāo)是使天線陣輸出的總功率最小，即在功率強(qiáng)的方向形成零陷波束。同時(shí)，為了避免權(quán)值收斂為全零解，取約束向量為b=[1 0 … 0]T，用數(shù)學(xué)表達(dá)式描述為

(13a)

s.t.wHb=1。

(13b)

式中：Rxx=E[x(t)xH(t)]為采樣數(shù)據(jù)的協(xié)方差矩陣；約束向量b的特性為約束w1始終為1。選擇[w2w3…wM]T使陣列輸出功率最小，建立拉格朗日乘子的性能函數(shù)為

Lag=wHRxxw+λ(1-wHb)。

(14)

(15)

(16)

從上式可以看出，PI算法不需要任何先驗(yàn)信息，只需要知道輸入信號的自相關(guān)矩陣Rxx即可以抑制功率較強(qiáng)的干擾信號，適用于強(qiáng)干擾條件下對引導(dǎo)信號的抗干擾接收處理。

2.2.2 MMSE準(zhǔn)則

通過PI準(zhǔn)則處理后的抗干擾信號中，對引導(dǎo)信號的擴(kuò)頻碼序列進(jìn)行快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)運(yùn)算，當(dāng)峰值出現(xiàn)即表明接收信號中存在引導(dǎo)信號，并解算得到擴(kuò)頻碼序列的接收位置，本地復(fù)現(xiàn)引導(dǎo)信號，并將該信號作為MMSE準(zhǔn)則的參考信號。此時(shí)使用MMSE準(zhǔn)則重新對陣列接收信號進(jìn)行加權(quán)運(yùn)算，實(shí)現(xiàn)恢復(fù)通信信號抑制干擾信號的目的。

根據(jù)MMSE準(zhǔn)則，權(quán)系數(shù)的計(jì)算公式為

(17)

式中：wMMSE為MMSE準(zhǔn)則的最優(yōu)權(quán)值系數(shù)；Rxx為采樣數(shù)據(jù)的協(xié)方差矩陣；rxd為約束向量，其計(jì)算公式為

rxd=E[x(t)d*(t)]。

(18)

式中：x(t)為采樣數(shù)據(jù)序列；d(t)為引導(dǎo)信號復(fù)原的參考信號序列。

3 抗干擾處理性能仿真

3.1 均勻圓陣仿真

取陣列天線的陣元數(shù)M=4的均勻圓陣，時(shí)域抽頭數(shù)L=7；非擴(kuò)頻通信信號中心頻率f=400 MHz，信號采樣頻率fc=62 MHz，設(shè)定為窄帶信號，調(diào)制方式為二進(jìn)制相移鍵控，符號速率為1 kb/s，信號帶寬為1 kHz；噪聲為加性高斯白噪聲，信噪比為25 dB；另外，隱蔽引導(dǎo)信號為與通信信號同頻的擴(kuò)頻信號，且引導(dǎo)信號比通信信號低15 dB。一個干擾信號為窄帶干擾，干信比為30 dB，干擾信號入射俯仰角和方位角分別為(36°,10°)，有用信號入射俯仰角和方位角分別為(36°,50°)，采用PI準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾技術(shù)進(jìn)行干擾抑制。

從圖6和圖7的仿真結(jié)果可以看出，由于干擾信號和通信信號都超過噪底且功率較強(qiáng)，因此采用PI準(zhǔn)則處理后，方向圖增益在干擾方向形成了約-43 dB的零陷，在通信信號方向形成了約-20 dB的零陷，大大抑制了干擾方向的干擾信號；通信信號方向高于噪聲電平的非擴(kuò)頻有用通信信號也被抑制到5 dB，信號方向隱藏在通信信號內(nèi)的擴(kuò)頻序列引導(dǎo)信號被抑制到噪底以下10 dB。

圖6 PI準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾方向圖增益

圖7 PI準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾方向圖增益剖面圖(俯仰角為36°)

PI準(zhǔn)則處理后，獲得干擾抑制后的信號，該信號通過擴(kuò)頻信號解擴(kuò)處理后即可恢復(fù)隱藏在噪底以下的擴(kuò)頻引導(dǎo)信號。此時(shí)采用重構(gòu)的引導(dǎo)信號作為MMSE準(zhǔn)則中的參考信號，使用MMSE準(zhǔn)則重新對陣列接收信號進(jìn)行加權(quán)運(yùn)算，即可完成MMSE準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾。

從圖8和圖9的仿真結(jié)果可以看出，經(jīng)過MMSE準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾處理后，方向圖增益在干擾方向形成了約-30 dB的零陷，大大抑制了干擾方向的信號；同時(shí)在通信信號方向形成了約2 dB的增益，增強(qiáng)了通信信號方向的信號。

圖8 MMSE準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾方向圖增益

3.2 非均勻線陣仿真

取陣列天線的陣元數(shù)M=4的非均勻線陣(非0.5倍波長的陣元間距)，時(shí)域抽頭數(shù)L=7；非擴(kuò)頻信號中心頻率f=400 MHz，信號采樣頻率fc=62 MHz，設(shè)定為窄帶信號，調(diào)制方式為BPSK，符號速率為1 kb/s，信號帶寬為1 kHz；噪聲為加性高斯白噪聲，信噪比為25 dB；另外，隱蔽引導(dǎo)信號為與通信信號同頻的擴(kuò)頻信號，且引導(dǎo)信號比通信信號低15 dB。一個干擾信號為窄帶干擾，干信比為30 dB，干擾信號入射方位角為60°，有用信號入射方位角為10°，采用PI準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾技術(shù)進(jìn)行干擾抑制。

從圖10和圖11的仿真結(jié)果可以看出，非均勻線陣與均勻圓陣類似，經(jīng)過PI準(zhǔn)則處理后，方向圖增益在干擾方向形成了約-33 dB的零陷，在通信信號方向形成了約-20 dB的零陷，大大抑制了干擾方向的干擾信號；通信信號方向高于噪聲電平的非擴(kuò)頻有用通信信號也被抑制到5 dB，信號方向隱藏在通信信號內(nèi)的擴(kuò)頻序列引導(dǎo)信號被抑制到噪底以下10 dB。

圖10 PI準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾方向圖增益圖

圖11 MMSE準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾方向圖增益圖

PI準(zhǔn)則處理后，獲得干擾抑制后的信號，該信號通過擴(kuò)頻信號解擴(kuò)處理后即可恢復(fù)隱藏在噪底以下的擴(kuò)頻引導(dǎo)信號。此時(shí)采用重構(gòu)的引導(dǎo)信號作為MMSE準(zhǔn)則中的參考信號，使用MMSE準(zhǔn)則重新對陣列接收信號進(jìn)行加權(quán)運(yùn)算，經(jīng)過MMSE準(zhǔn)則的空時(shí)聯(lián)合抗干擾處理后，方向圖增益在干擾方向形成了約-30 dB的零陷，大大抑制了干擾方向的信號；同時(shí)在通信信號方向形成了約3 dB的增益，增強(qiáng)了通信信號方向的信號。

4 結(jié) 論

本文以強(qiáng)干擾條件下增強(qiáng)通信系統(tǒng)抗干擾能力為出發(fā)點(diǎn)，研究了基于非標(biāo)準(zhǔn)構(gòu)型陣列天線的戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈空時(shí)聯(lián)合抗干擾技術(shù)，在常規(guī)導(dǎo)向矢量獲取方法失效時(shí)，通過設(shè)計(jì)引導(dǎo)信號，結(jié)合盲自適應(yīng)抗干擾算法進(jìn)行干擾信號的抑制和引導(dǎo)信號的重構(gòu)，實(shí)現(xiàn)對干擾方向調(diào)零抑制并保持通信信號的正常接收。

該技術(shù)可以解決目前低頻段通信信號空域?yàn)V波技術(shù)在機(jī)載平臺上的應(yīng)用限制，實(shí)現(xiàn)非標(biāo)準(zhǔn)構(gòu)型陣列天線(非0.5倍波長的陣元間距)條件下的空時(shí)聯(lián)合抗干擾能力，適合于UHF、VHF、L頻段(100 MHz～2 GHz)的戰(zhàn)術(shù)通信系統(tǒng)。