羅宇軒 程用志? 陳浮 羅輝 李享成

1) (武漢科技大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院,武漢 430081)

2) (武漢科技大學(xué) 耐火材料與冶金國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,武漢 430081)

本文提出了一種在共面波導(dǎo)(coplanar waveguide,CPW)上加載沙漏形人工表面等離激元(spoof surface plasmon polaritons,SSPPs)和交指電容結(jié)構(gòu)的雙通帶濾波器.首先,在共面波導(dǎo)傳輸線上引入了沙漏形SSPP 單元結(jié)構(gòu)和交指電容結(jié)構(gòu),以獲得高分?jǐn)?shù)帶寬、低插損的通帶特性.然后,通過加載交指電容環(huán)路諧振器激發(fā)陷波,形成雙通帶濾波器.仿真結(jié)果表明,所提出的雙通帶濾波器具有良好的上邊帶抑制和雙通帶濾波性能.兩個(gè)通帶的相對帶寬分別為46.8%(1.49—2.40 GHz)和15.1%(2.98—3.63 GHz),可在4.77—7.48 GHz的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)超過—40 dB 的抑制,且可通過改變相應(yīng)的結(jié)構(gòu)參數(shù)獨(dú)立調(diào)控兩個(gè)通帶的上、下截止頻率.為深入了解雙通帶濾波器的工作原理,給出了相應(yīng)的色散曲線和電場分布、LC 等效電路分析.最后,根據(jù)優(yōu)化后參數(shù)數(shù)值,加工出濾波器原型實(shí)物.實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果吻合良好,由此表明提出的雙通帶濾波器在微波頻率的集成電路應(yīng)用中具有重要意義.

1 引言

隨著現(xiàn)代無線通信技術(shù)的快速發(fā)展,具有多頻段響應(yīng)的濾波器以其高效的頻帶利用特性成為了國內(nèi)外的研究熱點(diǎn)之一[1,2].現(xiàn)代通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案中實(shí)現(xiàn)多頻帶通帶功能的方法依舊以組合匹配多個(gè)需求頻段的單帶通濾波器為主,相較于普通的單通帶濾波器而言,雙頻帶帶通濾波器主要用于隔離同一系統(tǒng)中的不同工作頻帶.為了滿足多種應(yīng)用需要,已經(jīng)研究出了許多帶通濾波器的合成設(shè)計(jì)方法[3-10].例如,在輸入、輸出之間并聯(lián)多個(gè)單通帶濾波器實(shí)現(xiàn)通頻帶的拓寬[3],這種設(shè)計(jì)方法雖然實(shí)現(xiàn)起來簡單,但是設(shè)計(jì)出的器件尺寸在小型化上幾乎沒有優(yōu)勢.而使用多模諧振器可以有效減小器件的設(shè)計(jì)尺寸[5-7],但缺點(diǎn)也很明顯,即所用諧振器的幾何形狀或輸入/輸出耦合的設(shè)計(jì)相對復(fù)雜,增加了設(shè)計(jì)的難度[11-14].還可以采用寬帶帶通濾波器級聯(lián)一個(gè)窄帶帶阻濾波器,這樣能在其寬通帶范圍內(nèi)產(chǎn)生阻帶,從而使通帶一分為二.對依靠微帶線傳輸?shù)钠矫鏋V波器而言,這種設(shè)計(jì)方法綜合考慮了上述的設(shè)計(jì)缺點(diǎn),在有效提高緊湊性的同時(shí)保持了良好的性能,是一種相對折中的設(shè)計(jì)方案[15].

如今,快速發(fā)展的人工表面等離激元(spoof surface plasmon polaritons,SSPPs)技術(shù),極大地簡化了頻率可控、性能優(yōu)良的微波器件設(shè)計(jì)方法[16-22].最近,已經(jīng)有許多性能優(yōu)良的基于SSPPs 濾波器被提出[23-28].例如,Boe 等[10,23]提出了一種由雙層金屬光柵組成的雙層人工表面等離波導(dǎo)(double-layered spoof surface plasmon waveguide,DLSSPW),它可以實(shí)現(xiàn)中心頻率為1.5 GHz、相對帶寬分?jǐn)?shù)為80%的寬帶帶通濾波器.Wang 等[24]通過在波紋SSPPs 傳輸線(transmission line,TL)的凹槽中加載交指組合電容環(huán)路諧振器(interdigital capacitance loaded loop resonators,IDCLLRs),實(shí)現(xiàn)了緊湊的多頻帶抑制濾波效果.然而,使用大量的SSPPs 單元導(dǎo)致器件尺寸過大,不利于實(shí)際應(yīng)用.Chen等[25]研究出一個(gè)基于共面波導(dǎo)(coplanar waveguide,CPW)的帶通濾波器,高效緊湊,具有獨(dú)立可調(diào)的上、下截止頻率.Chen 等[25]所提出的設(shè)計(jì)可以獲得8.8—17 GHz 的寬通帶,并有著較高的傳輸效率,但帶外抑制效果不佳.Yan 等[26]提出了一種基于CPW 和SSPPs 的太赫茲超寬帶帶通濾波器,它可以實(shí)現(xiàn)0.65—2.02 THz 范圍內(nèi)的通帶,他們的設(shè)計(jì)雖然具有高帶寬分?jǐn)?shù)和小尺寸的優(yōu)點(diǎn),但不具備多頻段利用的能力.

本文提出了一種基于沙漏形SSPPs 和交指電容結(jié)構(gòu)的雙帶通濾波器.采用寬帶帶通濾波器和一個(gè)窄帶帶阻濾波器級聯(lián)的方法,先在CPW 傳輸中加載SSPPs 單元結(jié)構(gòu)和交指電容結(jié)構(gòu)用于產(chǎn)生高低頻抑制,即寬帶濾波器.然后在SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的空槽中嵌入梯形IDCLLRs,將原本的寬通帶分割成兩個(gè)獨(dú)立的通帶.兩個(gè)通帶均可通過調(diào)節(jié)交指電容結(jié)構(gòu)和SSPPs 單元的幾何參數(shù)來獨(dú)立調(diào)節(jié).仿真結(jié)果表明,兩個(gè)通帶的相對帶寬分別為46.8%(1.49—2.40 GHz)和15.1% (2.98—3.63 GHz),通帶內(nèi)的回波損耗低于—10 dB,在4.78—7.47 GHz范圍內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)超過—40 dB 的抑制.給出的沙漏型SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的色散曲線、電場分布和等效電路模型,用以驗(yàn)證濾波器的工作原理.最后,設(shè)計(jì)并加工出了一款高帶寬分?jǐn)?shù)的雙帶通濾波器原型.實(shí)驗(yàn)結(jié)果和仿真結(jié)果吻合良好,驗(yàn)證了文中所提設(shè)計(jì)方法的有效性.

2 結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)與理論分析

雙通帶濾波器整體設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)由3 部分組成:第1 部分是CPW 傳輸線,它可以在緊湊的布局中實(shí)現(xiàn)低損耗的傳導(dǎo)能量;第2 部分是蝕刻了交指電容結(jié)構(gòu)的沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu),其作用是產(chǎn)生低頻和高頻的抑制;第3 部分是IDCLLRs,它可以在通帶中產(chǎn)生一個(gè)陷波,將原本的單個(gè)寬通帶分隔成兩個(gè)通帶.在CPW 傳輸線中加載蝕刻了交指電容結(jié)構(gòu)的沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu),形成一個(gè)可以通過參數(shù)調(diào)節(jié)上、下截止頻率的寬帶帶通濾波器,再將IDCLLRs 嵌在SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的空槽中,產(chǎn)生兩個(gè)通帶,可以通過調(diào)節(jié)IDCLLRs 的結(jié)構(gòu)參數(shù)來調(diào)節(jié)兩個(gè)通帶的帶寬,從而實(shí)現(xiàn)帶通性能的可設(shè)計(jì)性.

寬帶帶通濾波器模型俯視圖如圖1(a)所示.該濾波器為雙層結(jié)構(gòu),底部為FR-4 基板(圖示中淺綠色部分),相對介電常數(shù)為4.4,損耗正切為0.02,厚度為1.0 mm,表面是厚度為35 μm 的銅層(圖示中橙色部分).CPW 傳輸線的線寬、兩側(cè)的地面寬度和傳輸間隙分別用w1,w2和g來表示.如圖1(b)所示,為了在高頻產(chǎn)生寬帶抑制,在50 Ω 的傳輸線中間部分加載了3 組沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu),仿真S 參數(shù)如圖2(a)所示,可以看出,3 組沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)在高頻處產(chǎn)生了超過—40 dB 抑制,通帶內(nèi)的回波損耗大于—13 dB.值得注意的是隨著加載SSPPs 單元組數(shù)變多,設(shè)計(jì)的帶通濾波器具有更好的帶外抑制和矩形系數(shù).同時(shí)更多的SSPP單元也意味者需要更大的設(shè)計(jì)尺寸,綜合考慮到器件尺寸和性能,最終設(shè)計(jì)選取加載3 組SSPP 單元結(jié)構(gòu)作為帶通濾波器設(shè)計(jì)方案.沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的高度、寬度和單位周期分別用a,b,c來表示,g1是相對兩側(cè)接地面的縫隙寬度.如圖1(c)所示,為了在低頻段產(chǎn)生抑制作用,在沙漏形SSPPs單元結(jié)構(gòu)中間蝕刻交指電容結(jié)構(gòu).交指電容結(jié)構(gòu)的長度、寬度和間隙分別被定義為l,w和s.通過數(shù)值模擬可以得到設(shè)計(jì)的寬帶帶通濾波器的S 參數(shù),如圖2(b)所示.仿真顯示在低頻處產(chǎn)生了理想的抑制,這也驗(yàn)證了所蝕刻交指電容結(jié)構(gòu)的低頻抑制作用,通帶中心頻率為2.5 GHz,—3 dB 通帶范圍為1.44—3.55 GHz,相對帶寬為84.4 %.中心頻率處的插入損耗小于—1.58 dB,回波損耗小于—11.8 dB.

圖1 提出的寬帶帶通濾波器原型的幾何結(jié)構(gòu) (a)整體結(jié)構(gòu);(b)沙漏型SSPPs 單元結(jié)構(gòu);(c)交指電容結(jié)構(gòu)Fig.1.Geometry of the proposed broadband bandpass filter prototype: (a) The whole structure;(b) the hourglassshaped SSPPs unit cell structure;(c) interdigital structure.

圖2 仿真S 參數(shù) (a)SSPPs 單元中間不加載交指電容結(jié)構(gòu);(b)設(shè)計(jì)的寬帶帶通濾波器Fig.2.Simulated S-parameters: (a) Without loading the cross-finger capacitor structure in the middle of SSPPs unit;(b) the designed broadband bandpass filter.

圖3(a)所示為加載IDCLLR 的雙帶通濾波器的整體結(jié)構(gòu),其仿真S 參數(shù)曲線如圖4(b)所示.可以看出,第1 通帶中心頻率為1.95 GHz,—3 dB 通帶范圍為1.49—2.40 GHz,相對帶寬為46.7%,中心頻率處插入損耗為—1.25 dB,回波損耗低于—14.3 dB.第2 通帶中心頻率為3.31 GHz,—3 dB 通帶范圍為2.98—3.63 GHz,相對帶寬為19.6%,中心插入損耗為—1.2 dB,回波損耗低于—10.8 dB.在4.77—7.48 GHz 的頻率范圍內(nèi),具有超過—40 dB 的抑制能力.

圖3(b)所示為所加載IDCLLRs 的幾何結(jié)構(gòu).IDCLLRs 由梯形金屬環(huán)(中間挖空部分長為lx,高為ly)和蝕刻在上側(cè)的交指電容結(jié)構(gòu)(長為lr,寬為lw,間隙寬度為ls)組成,與相同尺寸的分環(huán)諧振器(split-ring resonators,SRRs)和互補(bǔ)分環(huán)諧振器(complementary split-ring resonators,CSLRs)相比,具有更大的有效電容,這意味著能實(shí)現(xiàn)更低的諧振頻率[27].同時(shí),IDCLLRs 的等效電路模型如圖3(b)所示.為了便于計(jì)算,忽略了由串聯(lián)電阻R引起的歐姆損耗.因此,IDCLLRs 的準(zhǔn)靜態(tài)諧振角頻率可以用公式得到,其中等效電感L取決于梯形金屬環(huán)的等效物理長度,IDCLLRs的等效電容C可近似表示為[27]

圖3 加載了IDCLLRs 的雙帶通濾波器幾何結(jié)構(gòu) (a)整體結(jié)構(gòu);(b) IDCLLRs 結(jié)構(gòu)及其等效電路Fig.3.Geometry of the proposed dual-bandpass filter with loaded IDCLLRs: (a) The whole structure,(b) the IDCLLRs and its equivalent circuit diagram.

其中εe是有效介電常數(shù),lw,N,lr的分別是IDCLLRs結(jié)構(gòu)的寬度、指數(shù)以及指長;K(k)和K'(k)是第一類完全橢圓函數(shù)及其互補(bǔ)函數(shù),其模數(shù)為k=tan2[πl(wèi)w/4(lw-ls)].由等式(1)可知,指長lr與IDCLLRs 的等效電容C成正比,這意味著指長lr的增大會降低相應(yīng)的諧振頻率.此外,影響IDCLLRs等效電容的參數(shù)有很多,所以在結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)上具有更多的自由度.圖4(a)所示為當(dāng)IDCLLRs指長lr從2.5 mm 增至4.0 mm 時(shí)對其傳輸系數(shù)的影響.可以看出,諧振頻率隨著lr的增大而降低,這與上面從等式(1)得出的結(jié)論一致.

圖4 (a)不同指長lr 的IDCLLRs 的傳輸系數(shù);(b)加載了IDCLLRs 的雙帶通濾波器的仿真S 參數(shù)Fig.4.(a) The simulated transmission coefficients of the IDCLLRs with different finger lengths lr,(b) the simulated S-parameters of the proposed dual-bandpass filter.

為了進(jìn)一步理解提出的雙帶通濾波器運(yùn)行機(jī)制,圖5 展示了所提出雙通帶濾波器的等效電路模型.為便于理解和表述,該等效電路已被簡化.其中L1—L3和C1—C3是CPW 饋電部分和沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的等效參數(shù).L4和C4分別是沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)中交指電容結(jié)構(gòu)的等效電容和電感,IDCLLRs 的等效電容和電感由L5和C5表示.通過ADS(advanced design system)商業(yè)軟件對所提出的簡化LC 電路模型進(jìn)行優(yōu)化,得到的等效參數(shù)值如下:L1=3.006 nH,C1=1.649 pF,L2=2.359 nH,C2=2.101 pF,L3=6.593 nH,C3=0.7516 pF,L4=2.011 nH,C4=2.464 pF.L5和C5也可以通過計(jì)算等效長度的電感和等式(1)得到.圖6 是分別使用ADS 的LC 電路仿真與HFSS的EM 仿真的S 參數(shù)對比圖.可以看出,兩種仿真方法得出的曲線有很高的一致性,由于LC 電路仿真是在無損條件下進(jìn)行的,所以LC 仿真的傳輸性能要優(yōu)于EM 仿真.

圖5 加載了兩個(gè)IDCLLRs 的雙帶通濾波器的等效電路模型Fig.5.Equivalent circuit of the proposed dual-bandpass filter with two IDCLLRs.

圖6 EM 仿真和LC 電路仿真的S 參數(shù)的對比Fig.6.Comparison of S-parameters obtained from EM simulation and LC circuit simulation.

通過調(diào)整相應(yīng)的結(jié)構(gòu)參數(shù),可以驗(yàn)證雙帶通濾波器的可調(diào)性.加載沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)不僅為濾波器提供了出色的上邊帶抑制,而且還提供了調(diào)整上截止頻率的途徑.與傳統(tǒng)的矩形槽SSPPs單元結(jié)構(gòu)相比,所使用的沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)具有更高的傳播常數(shù)和更好的慢波特性,即實(shí)現(xiàn)更低的截止頻率.這也意味著,在相同的頻率下,沙漏形結(jié)構(gòu)的物理尺寸更小[29].利于HFSS 中的本征模求解器仿真得到不同尺寸下沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的色散曲線,如圖7(a)和(b)所示.可以看出,隨著沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的高度a(3.5—4.4 mm)的增大,截止頻率隨之下降(3.77—3.52 GHz).而隨著寬度b(6.0—7.5 mm)的增大,截止頻率下降(3.78—3.61 GHz).所以SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的截止頻率與其物理尺寸呈反比關(guān)系,即單元結(jié)構(gòu)尺寸越大,截止頻率越低.

圖7 沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)的色散曲線 (a)不同高度a;(b)不同寬度bFig.7.Dispersion diagrams of the hourglass-shaped SSPP unit-cell with different (a) height a,(b) width b.

表1 是雙通帶濾波器的結(jié)構(gòu)尺寸參數(shù),通過大量的仿真數(shù)據(jù)提取的最佳結(jié)構(gòu)參數(shù)值.為了證明所提出雙通帶濾波器具有獨(dú)立可調(diào)的通帶,圖8 所示為不同核心參數(shù)對濾波器的傳輸系數(shù)(S21)和反射系數(shù)(S11)的影響.圖8(a)和(b)所示為不同SSPPs單元結(jié)構(gòu)的高度a和寬度b對第二通帶的上邊帶的調(diào)控能力.可以看到無論是增大a還是b,都會使第二通帶的上邊帶向低頻移動,而仿真結(jié)果顯示第一通帶的傳輸特性幾乎不受影響,這與從圖7 的色散曲線中得出的結(jié)論相吻合.隔離通帶的陷波是由IDCLLRs 引入的,由諧振器的指長lr決定隔離陷波的諧振頻率.如圖8(c)所示,陷波諧振頻率隨著lr的增大而降低,這也意味著第一通帶的帶寬減少,第二通帶的帶寬增加.這一趨勢與圖4(a)展示的一致,進(jìn)一步驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的合理性.圖8(d)所示為蝕刻在沙漏形SSPPs 單元中交指電容結(jié)構(gòu)間隙寬度s的變化對濾波器傳輸系數(shù)的影響.隨著s的增大,第一通帶的下邊帶向高頻移動.同時(shí)也可以發(fā)現(xiàn)第一通帶的插入損耗也有一定程度的增大,這是因?yàn)殚g隙s的增大,也導(dǎo)致產(chǎn)生了更多的電磁傳輸損耗.在調(diào)節(jié)s的同時(shí),陷波頻率和第二通帶沒有明顯變化.通過以上分析可以得出,控制核心結(jié)構(gòu)參數(shù)可以靈活便捷地調(diào)整所設(shè)計(jì)的雙通帶濾波器的通帶范圍.第1 通帶的下邊帶可以由s調(diào)節(jié),上邊帶可以由lr調(diào)節(jié).同時(shí)lr也可以用來控制第2 通帶的下邊帶,而第2 通帶的上邊帶則是可以用a和b來調(diào)節(jié).最重要的是,調(diào)整這些參數(shù)的過程不會引發(fā)不必要的變化(例如調(diào)整第1 通帶的下邊帶不會影響第2 通帶的上邊帶),而且獨(dú)立可調(diào)的特性也提高了通帶范圍設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確性.

圖8 不同 (a) SSPPs 單元高度a,(b) SSPPs 單元寬度b,(c)IDCLLRs 的指長lr 和(d) SSPPs 單元交指電容結(jié)構(gòu)間隙寬度s 的模擬傳輸系數(shù).Fig.8.Simulated transmission coefficients with different (a) SSPPs unit-cell heights a,(b) SSPPs unit-cell widths b,(c) finger lengths lr of IDCLLRs,and (d) SSPPs unit-cell interdigital structure gap widths s.

表1 擬議的雙通帶濾波器的尺寸參數(shù)Table 1.Dimensional parameters of the proposed dual-bandpass filter.

為了更直觀說明所提出的雙通帶濾波器的濾波特性,研究了xoy平面上金屬層的電場(Ex)分布.1.9 GHz,2.7 GHz 和3.5 GHz 分別取自第1 通帶、中間隔離陷波和第2 通帶.梯度色標(biāo)條在右邊給出,以確定電場能量的強(qiáng)度.從圖9(a)和(c)可以看出,在通帶頻率(1.9 GHz 和3.5 GHz)下,CPW傳輸線從輸入到輸出的電場能量分布,電場能量主要集中在沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)周圍和交指電容結(jié)構(gòu)縫隙內(nèi),這表明所設(shè)計(jì)的結(jié)構(gòu)具有良好的電場限制能力.在圖9(b)中,可以看到處于中間陷波的頻率(2.7 GHz)時(shí)的電場分布,當(dāng)從第1 個(gè)IDCLLRs傳輸?shù)降? 個(gè)IDCLLRs 時(shí),電場能量強(qiáng)度有明顯的下降,然后在傳輸至CPW 輸出端時(shí)急劇衰減,這代表了引入的IDCLLRs 結(jié)構(gòu)對電場能量有著出色的衰減能力.

圖9 分別在 (a) 1.9 GHz,(b) 2.7 GHz 和(c) 3.5 GHz 時(shí),所提出雙帶通濾波器的金屬層的模擬電場(Ex)分布Fig.9.The simulated electric field (Ex) distributions of the metallic layer of the proposed dual-bandpass filter at (a)1.9 GHz,(b) 2.7 GHz,and (c) 3.5 GHz,respectively.

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證所提出雙通帶濾波器的設(shè)計(jì)可行性,通過傳統(tǒng)的PCB 技術(shù)制作出實(shí)驗(yàn)樣品如圖10(a)所示.器件的整體尺寸為60 mm × 33 mm.用SMA 連接器焊接在CPW 兩個(gè)端口上,并通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(3656 D)進(jìn)行測量所加工的雙通帶濾波器實(shí)物的S 參數(shù).模擬和測量得到的傳輸系數(shù)和反射系數(shù)(S21和S11)如圖10(b)所示.

圖10 (a) 加工的雙通帶濾波器樣品的照片;(b)仿真與測試的傳輸、反射系數(shù)的對比Fig.10.(a) The photograph of the fabricated microwave dual-bandpass filter sample;(b) the comparisons of the simulated and measured transmission and reflection coefficients.

為直觀比較測量和模擬結(jié)果之間的差異,表2詳細(xì)列出了濾波器各項(xiàng)性能指標(biāo)數(shù)值.其中IL 代表插入損耗(insertion loss,IL);RL 代表回波損耗(return loss,RL);FBW 代表分?jǐn)?shù)帶寬(fractional bandwidth,FBW),即—3 dB 帶寬與中心頻率的比值分?jǐn)?shù).可以發(fā)現(xiàn),仿真結(jié)果與實(shí)際測量結(jié)果之間有很高的一致性,這驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的合理性.此外,第2 通帶的實(shí)測IL 高于仿真值,這是由于IDCLLRs 尺寸設(shè)計(jì)比較精密,而實(shí)際加工的材料損耗、加工誤差以及測量誤差往往對IDCLLRs 的阻帶性能影響較大,這導(dǎo)致了用于隔離的中間陷波帶寬發(fā)生變化,最終使第2 通帶的插入損耗增大.帶外抑制也同樣受到了這些誤差的影響,實(shí)測帶外在頻率5.0 GHz 和6.8 GHz 處產(chǎn)生翹點(diǎn),導(dǎo)致帶外抑制變差.

表2 仿真與測試數(shù)據(jù)的對比Table 2.Simulation versus measured data.

表3 列出了本文設(shè)計(jì)的雙通帶濾波器與參考文獻(xiàn)中所提及的一些先進(jìn)雙通帶濾波器的參數(shù)對比.在性能方面,所提出的雙通帶濾波器相較于同類型的濾波器而言,在帶寬(第1 通帶51.7%,第2通帶19.0%)和寬頻率范圍內(nèi)的帶外抑制(—35 dB@4.3—7.7 GHz)方面更具優(yōu)勢.此外,設(shè)計(jì)的濾波器具有通帶性能獨(dú)立和靈活的可調(diào)節(jié)特性.在設(shè)計(jì)方面,僅用到了3 組沙漏狀的SSPPs 單元結(jié)構(gòu)和兩個(gè)IDCLLRs,在簡化了結(jié)構(gòu)復(fù)雜度的同時(shí),引入了更多的控制變量,在設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)時(shí)提供了更高的設(shè)計(jì)自由度.在結(jié)構(gòu)方面,將IDCLLRs 諧振器嵌入到SSPPs 單元結(jié)構(gòu)之間的挖空部分,極大地節(jié)省了設(shè)計(jì)空間,提高了結(jié)構(gòu)的緊湊性.而且兩層平面結(jié)構(gòu)(基板-金屬)無需開孔,更易于加工.

表3 先進(jìn)的雙通帶濾波器對比Table 3.State-of-the-art dual-bandpass filter comparison.

4 結(jié)論

針對日益增長的頻帶高利用需求,本文提出了一種在CPW 傳輸線上加載沙漏形SSPPs 單元結(jié)構(gòu)和IDCLLRs 的雙帶通濾波器.通過理論分析研究了雙通帶濾波器的設(shè)計(jì)方法和通帶獨(dú)立可調(diào)的原理.通過仿真驗(yàn)證了兩個(gè)通帶獨(dú)立可調(diào)的的雙通帶濾波器的可行性.最后通過實(shí)物加工測試,進(jìn)一步驗(yàn)證了所提出設(shè)計(jì)的有效性.結(jié)果顯示,本文設(shè)計(jì)的雙通帶濾波器第1 通帶頻率范圍為1.49—2.53 GHz,通帶內(nèi)最大插入損耗為1.3 dB,最大回波損耗為—14.1 dB;第2 通帶頻率范圍為2.85—3.45 GHz,通帶內(nèi)最大插入損耗為2.5 dB,最大回波損耗為—11.1 dB.此外,在4.3—7.7 GHz 的頻率范圍內(nèi)有著低于—35 dB 的阻帶抑制.測量和仿真結(jié)果的一致性驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)方法的準(zhǔn)確性.