章立 殷洪海 饒睿

（1.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司常州供電分公司，江蘇常州 213000；2.南京理工大學，江蘇南京 210094）

0 引言

區(qū)別于傳統(tǒng)的電壓源換流器，模塊化多電平變流器（Modular Multilevel Converter，MMC）因具有高度模塊化、良好的子模塊故障冗余能力、開關管損耗低等特點開始廣泛應用于柔性直流輸電、高壓電機驅動等領域[1-2]。對于高壓配電網(wǎng)中的異步電網(wǎng)互聯(lián)[3-4]，使用MMC 同樣具有很好的工程價值，但高壓配電網(wǎng)中MMC單元使用較少[5]，調(diào)制策略的選擇尤為關鍵，目前尚缺少相關的對比分析研究。

1 MMC 工作原理

圖1為三相MMC 拓撲結構，根據(jù)不同的工況需求，常見的多電平變流器拓撲還有單相半橋式和單相全橋式。三相MMC 拓撲結構由3個相單元組成，每相由上下兩個橋臂組成，每個橋臂由n個子模塊（SM）和橋臂電感（Larm）構成，圖1中子模塊為常見的半橋型子模塊。Udc表示MMC 的直流側電壓；uix表示第x相的i橋臂的橋臂電壓，其中i=u或l，u表示上橋臂，l表示下橋臂，x=a、b或c，a、b、c分別表示A、B、C 相；iix表示流過第x相的i橋臂的橋臂電流；ux表示第x相的交流側相電壓；ix表示第x相的交流側相電流；O表示零點位參考點。

MMC 由許多子模塊構成，這些子模塊的結構和工作方式?jīng)Q定和影響了MMC 的工作狀態(tài)。半橋型子模塊結構簡單、成本低，可實現(xiàn)功能完整，是目前MMC 使用最頻繁的一種結構。如圖1所示，半橋型子模塊主要由兩個開關器件S1和S2、兩個反并聯(lián)二極管D1和D2、一個電容CSM組成。iSM表示流入子模塊的電流，與橋臂電流相等，方向以流入為正；uSM表示子模塊端口電壓。通過控制開關器件的工作狀態(tài)可以控制子模塊的工作狀態(tài)，具體工作狀態(tài)如表1所示。

表1 半橋型子模塊SM工作狀態(tài)

圖1 模塊化多電平變流器（MMC）拓撲結構

（1）閉鎖狀態(tài)：當開關器件S1、S2都處于關斷狀態(tài)時，此時電流只通過流經(jīng)二極管D1或D2和子模塊電容CSM形成回路，根據(jù)流入子模塊電流iSM的方向，來決定是D1還是D2導通。當iSM＞0時，D1和CSM形成回路，開始給子模塊電容CSM充電，子模塊電壓uSM與子模塊電容電壓uC相等；當iSM＜0時，電流iSM流過D2形成回路，子模塊電容CSM未接入到電路中，此時子模塊電壓uSM為零。閉鎖狀態(tài)一般用于MMC系統(tǒng)的啟動或者故障診斷。

（2）投入狀態(tài)：當開關器件S1開通而S2關斷時，根據(jù)iSM的方向來判斷是開關管S1導通還是二極管D1導通。當iSM＞0時，電流流過D1和CSM形成回路并對子模塊電容進行充電；而當iSM＜0時，因為S1的連接方式，電流流經(jīng)S1形成回路，此時子模塊電容CSM放電，且放電電壓為子模塊電容電壓uC，即子模塊工作在投入方式時，無論流入子模塊的電流方向如何，子模塊端口電壓總等于子模塊電容電壓。

（3）旁路狀態(tài)：當開關器件S1關斷而S2開通時，二極管D2承受的電壓方向與導通方向相反，因此無論iSM方向為何，D2都保持截止狀態(tài)，而iSM的方向決定了是S2還是D2形成回路。當iSM＞0時，電流流過S2；當iSM＜0時，電流流過續(xù)流二極管D2。在旁路狀態(tài)下，無論iSM方向如何，子模塊電容CSM均被切除出電路，此時子模塊電壓uSM為零。

由上面對子模塊開關狀態(tài)的分析可知，子模塊的輸出為0電平或子模塊電容電壓uC，而實現(xiàn)電平的控制，主要根據(jù)當前流入子模塊的電流的方向以及開關管的導通和關閉來實現(xiàn)，因此如何根據(jù)實際工況的需要來得到子模塊開關管的開關脈沖對于MMC 實現(xiàn)目標輸出十分重要。

2 調(diào)制策略

調(diào)制策略用于控制MMC中的開關器件來實現(xiàn)輸出波形逼近調(diào)制波，不同的調(diào)制方法對于MMC的輸出電壓諧波、電容電壓波動等方面有不同程度的影響。常見的調(diào)制方法根據(jù)MMC中開關管的開關頻率可以分為兩類：高開關頻率調(diào)制和基波開關頻率調(diào)制。MMC因其具有良好的拓展性、冗余性等優(yōu)點，開始逐漸應用于低頻驅動領域。目前，MMC大規(guī)模應用于低頻場合的瓶頸是低頻運行時MMC中的子模塊電容容易產(chǎn)生較大的電壓波動，影響整個系統(tǒng)的正常運行。而合適的調(diào)制方法和控制方法能很好地規(guī)避MMC低頻運行時的缺點，因此選用合適的調(diào)制方法再進行優(yōu)化控制能很好地適用于低頻場合，有必要確定常用調(diào)制方法中最適合低頻工況的調(diào)制方法。

載波移相PWM調(diào)制（Carrier Phase-Shift PWM，CPSPWM）的基本思想是將目標輸出的調(diào)制波與三角載波進行比較得到上下橋臂子模塊開關管的脈沖，三角載波的幅值和頻率相等，相位相差2π/n，比較得到的脈沖根據(jù)平衡和均壓控制策略等分配給不同的子模塊，再疊加不同子模塊的輸出得到橋臂輸出電壓波形。若想要輸出電壓波形盡可能逼近正弦波，則需要增加子模塊數(shù)量和開關管頻率，雖然輸出電壓諧波分量低，但是當子模塊數(shù)量增大時會增加控制難度和精度，在實際的運用中難以達到；同樣，因為三角載波之間的相位差為2π/n，當相位差因子模塊增加而減小到較小值時，三角載波生成的難度也會增加，精度也難以控制，最終影響整個MMC的正常工作。因此，子模塊數(shù)量較大時CPSPWM難以發(fā)揮其優(yōu)勢，該調(diào)制方法一般應用于子模塊數(shù)量少和低電壓等級場合；另外，CPSPWM調(diào)制方法頻繁的子模塊切換容易產(chǎn)生子模塊電容電壓波動，子模塊電容的dv/dt較高，不適合應用在低頻工況下。

最近電平逼近調(diào)制（Nearest Level Modulation，NLM）的基本思想是通過控制子模塊的導通和關斷盡可能擬合調(diào)制波。區(qū)別于CPSPWM 是三角載波與調(diào)制波比較，NLM 是利用函數(shù)求解子模塊開關狀態(tài)，函數(shù)表達形式不同但基本思想都是取整函數(shù)，設上橋臂子模塊導通的數(shù)量為nu_on，下橋臂子模塊導通數(shù)量為nl_on，根據(jù)擬合的思想和取整函數(shù)，可以得到上下橋臂子模塊導通數(shù)量的表達式為：

這種調(diào)整方法因其使用取整函數(shù)而具有良好的動態(tài)性能，但取整函數(shù)得到的是子模塊導通數(shù)量，在實際應用中為了保持MMC 運行的穩(wěn)定性，一般還需要增加平衡方法來確定子模塊的開關狀態(tài)，也因此NLM 更適合子模塊數(shù)量多和輸出電平較多的場合。

由上面對兩種調(diào)制方法的分析可知，兩種調(diào)制方法各有優(yōu)劣，能在不同的工況下發(fā)揮各自的優(yōu)勢。相較于NLM 調(diào)制方法，CPSPWM 調(diào)制方法更適合應用在低頻工況下。

3 仿真分析

為了進一步說明載波移相調(diào)制和最近電平調(diào)制方法的特點，在MATLAB/Simulink中搭建MMC 模型，并根據(jù)CPSPWM 調(diào)制方法和NLM 調(diào)制方法搭建對應的模型。下面對這兩種常見的調(diào)制方法進行仿真對比分析，為了清晰地表現(xiàn)CPSPWM 和NLM 調(diào)制方法的特點，在保證輸出電壓頻率相同的工況下，CPSPWM 調(diào)制方法下單個子模塊的三角載波頻率設置為n·f，因此CPSPWM調(diào)制方法子模塊的等效輸出電壓頻率與NLM 調(diào)制方法的等效輸出電壓頻率相同。MMC 仿真參數(shù)如表2所示。

表2 MMC仿真參數(shù)

根據(jù)表2的仿真參數(shù)進行仿真，可得如圖2所示的仿真結果。

根據(jù)圖2仿真結果可以清晰地發(fā)現(xiàn)兩種調(diào)制方法的特點：CPSPWM 調(diào)制方法因為等效開關頻率更高，橋臂輸出電壓波形比NLM 調(diào)制方法產(chǎn)生的電壓波形表現(xiàn)得更為密集，這也導致CPSPWM 調(diào)制方法在較多子模塊時或者較高電壓等級時控制子模塊開關比NLM 調(diào)制方法更為頻繁，從而帶來了更多的開關損耗；CPSPWM需要控制數(shù)量較多的載波與調(diào)制波進行對比，頻繁地開關子模塊也會帶來子模塊電容電壓的波動、橋臂間環(huán)流的出現(xiàn)等一系列問題。

圖3展示了當上下橋臂中只包含3個子模塊時子模塊電容電壓的波動程度，NLM 調(diào)制方法下子模塊電容電壓逐漸失穩(wěn)，橋臂內(nèi)也因此容易產(chǎn)生環(huán)流等一系列問題，最終影響MMC 正常工作，由此可見，NLM 調(diào)制方法不適用于子模塊數(shù)量較少的場合。

圖3 橋臂子模塊2n為6時仿真波形

通過上面的分析可知，CPSPWM 調(diào)制方法和NLM調(diào)制方法各有優(yōu)缺點，適合應用于不同的場合。CPSPWM調(diào)制方法因其通過每個子模塊進行載波和調(diào)制波對比而擁有較高的開關頻率，容易帶來較大的開關損耗，同時在實際應用中高載波頻率時一般難以實現(xiàn)足夠的精度要求，因此CPSPWM 調(diào)制方法更適合在中低壓和電平數(shù)量少的場合應用。NLM 調(diào)制方法的控制相較于CPSPWM 要簡單，由上面的仿真可知，當子模塊數(shù)量較少時，子模塊電容電壓波動增加，同時輸出波形質量下降，而當子模塊數(shù)量增加時，輸出波形的諧波逐漸下降；另外，通過合適的電容電壓排序算法能很好地優(yōu)化子模塊開關頻率，進一步降低子模塊開關頻率，因此，NLM 調(diào)制方法更適合中高壓和多電平場合應用。

4 結語

本文主要對MMC 的基本工作原理和常見調(diào)制方法進行了研究，分析了CPSPWM調(diào)制方法和NLM 調(diào)制方法的基本原理，對比了兩種調(diào)制方法的異同及其各自的優(yōu)缺點，研究了兩種調(diào)制方法適用的場合，發(fā)現(xiàn)CPSPWM更適用于子模塊數(shù)量少的低頻場合，而NLM更適用于子模塊數(shù)量多的中頻場合，因此常規(guī)調(diào)制方法中CPSPWM更適合在中低頻場合應用。