王越， 史晗， 榮相， 蔣德智

（1. 中煤科工集團(tuán)常州研究院有限公司，江蘇 常州 213015；2. 天地（常州）自動化股份有限公司，江蘇 常州 213015）

0 引言

礦用變頻器對推動煤礦智能化開采、提升煤礦安全化生產(chǎn)、助力煤礦綠色化發(fā)展、加快形成煤炭工業(yè)“十四五”高質(zhì)量發(fā)展新格局起到至關(guān)重要的作用[1-3]。礦用變頻器空間密閉，運(yùn)行過程中內(nèi)部功率器件自身會產(chǎn)生大量熱量，導(dǎo)致升溫效應(yīng)顯著，可靠性降低，易產(chǎn)生熱退化和熱失效現(xiàn)象[4-5]。因此，必須對礦用變頻器進(jìn)行有效的散熱設(shè)計和準(zhǔn)確的散熱性能分析。

礦用變頻器內(nèi)部功率器件種類繁多，包括真空交流接觸器、母排與電纜、直流濾波電容、各類電阻器、IGBT 模塊及輸出電抗器等。目前，許多專家學(xué)者對上述功率器件的熱性能進(jìn)行了分析。文獻(xiàn)[6]針對接觸器和母排的過熱問題進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計，改善了空氣對流狀況，使得溫度得以下降。文獻(xiàn)[7]通過熱?流耦合仿真得到變壓器繞組的溫度場分布，揭示了非理想供電情況下溫度變化規(guī)律；文獻(xiàn)[8]通過模擬電抗器的溫升變化過程及穩(wěn)態(tài)時的溫度場分布情況，提升了運(yùn)行可靠性與經(jīng)濟(jì)性。文獻(xiàn)[9]建立了IGBT 模塊封裝模型，得到IGBT 模塊在穩(wěn)態(tài)工作條件下的溫度場分布，分析了不同結(jié)構(gòu)參數(shù)對散熱性能的影響。此外，功率器件所產(chǎn)生的熱量需要通過散熱系統(tǒng)與外界進(jìn)行熱交換，文獻(xiàn)[10-14]利用Flotherm、Icepak 等設(shè)計和優(yōu)化翅片散熱器、熱管散熱器、水冷散熱器的關(guān)鍵參數(shù)。上述研究主要是針對某類功率器件或散熱器進(jìn)行單獨(dú)分析，未考慮它們相互之間的熱交換作用，且現(xiàn)有研究與礦用變頻器運(yùn)行狀態(tài)的結(jié)合不夠緊密，導(dǎo)致生熱和傳熱過程與實際情況偏差較大，降低了散熱性能分析的準(zhǔn)確度和全面性。

針對上述問題，本文以630 kW/1 140 V 四象限礦用變頻器為研究對象，基于一體化模型對礦用變頻器散熱性能進(jìn)行分析。分析了內(nèi)部功率器件的電氣特性并計算功率損耗，在此基礎(chǔ)上，對散熱系統(tǒng)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計，并基于一體化模型對礦用變頻器內(nèi)部溫度場特性、對流換熱特性進(jìn)行全面的數(shù)值模擬分析。

1 內(nèi)部功率器件的損耗分析

本文以630 kW/1 140 V 四象限礦用變頻器為研究對象，建立考慮等效電阻的礦用變頻器主電路拓?fù)淠Ｐ停▓D1，以逆變單元為例，整流單元在主電路拓?fù)渖贤耆嗤琜15]），分析母排與電纜、充/放電電阻、吸收電阻、IGBT 模塊、輸出電抗器的電氣特性并計算功率損耗，其中udc為直流母線電壓，C 為直流濾波電容，RC為直流濾波電容的等效電阻，RINV1+，RINV2+，RINV1?，RINV2分別為直流母排正負(fù)極的等效電阻，RU+，RUV+，RVW+，RU?，RUV?，RVW?分別為交?直流連接母排正負(fù)極的等效電阻，Rk++，Rk?～（k為U、V、W）分別為交流母排上橋臂正負(fù)極的等效電阻，Rk～+，Rk??分別為交流母排下橋臂正負(fù)極的等效電阻。

圖1 考慮等效電阻的礦用變頻器主電路拓?fù)淠Ｐ虵ig. 1 Main circuit topology model of mine inverter considering equivalent resistance

1.1 真空交流接觸器的功率損耗

真空交流接觸器具有接通和切斷主回路、充電回路、輔助回路功能，還能起到故障保護(hù)作用[16]。對于80 A/1 140 V，160 A/1 140 V，630 A/1 140 V 型真空交流接觸器，以合開距與吸合速度之比估算得到的吸合時間極短，僅為30 ms，故本文不分析吸合過程的熱效應(yīng)。變頻器穩(wěn)定運(yùn)行后，以保持功率衡量功率損耗，由真空交流接觸器選型手冊可得：80 A/1 140 V，160 A/1 140 V，630 A/1 140 V 型真空交流接觸器的保持功率分別為10，18，15 W。

1.2 母排與電纜的功率損耗

利用 ANSYS Q3D 仿真得到母排電磁場強(qiáng)度分布云圖及等效電阻隨頻率變化曲線，如圖2、圖3 所示（以交流母排為例）。從圖2、圖3 可看出在集膚效應(yīng)的作用下，電磁場特征參量更多地分布在母排表面，使有效截面積減小，等效電阻上升，且頻率越大，集膚效應(yīng)越明顯，等效電阻越小。

圖2 交流母排電磁場強(qiáng)度的分布云圖Fig. 2 Distribution cloud map of electromagnetic field intensity of AC busbar

圖3 交流母排等效電阻隨頻率變化曲線Fig. 3 Variation curves of equivalent resistance of AC busbar with frequency

取激勵頻率為2 kHz，將各部分等效電阻代入主電路模型，利用 ANSYS Simplore 仿真得到流經(jīng)母排的電流曲線，如圖4 所示（以交流母排為例）。

根據(jù)圖4 求取電流有效值為198 A，并根據(jù)焦耳定律計算功率損耗。

圖4 交流母排電流曲線Fig. 4 AC busbar current curves

式中：IRMS為電流有效值；R為等效電阻。

根據(jù)式（1）可得Rk++、Rk?～、Rk～+和Rk? ?的功率損耗分別為5.8，1.8，3.4，0.7 W，對同相各部分功率損耗進(jìn)行疊加處理，即正相、負(fù)相、U/V/W 相的功率損耗分別為5.8，0.7，5.2 W。同理，得到交?直流連接母排正相、負(fù)相的功率損耗分別為19.5，14.7 W；直流連接母排正相、負(fù)相的功率損耗均為5，5 W；單向輸出銅排的功率損耗為2.5 W。

考慮主回路外接電纜熱效應(yīng)的影響，通過在接線端設(shè)置熱阻的方式來代替外接電纜的作用。選用JHXG?1 140?1×95 型硅橡膠電纜，計算外接電纜的熱阻[17]。

式中：θT為絕緣材料熱阻率系數(shù)；l1，l2分別為絕緣層、外護(hù)層厚度；Dc，Da分別為絕緣層、外護(hù)層內(nèi)徑。

根據(jù)電纜選型手冊所述結(jié)構(gòu)參數(shù)，并將硅橡膠的熱阻率系數(shù)θT=0.27W/（m·℃）代入式（2），可得外接電纜的熱阻為0.5 ℃/W。

1.3 直流濾波電容的功率損耗

逆變/整流單元的直流濾波電容均由2 只電容值為2.3 mF、等效電阻為1.2 mΩ 的電容并聯(lián)構(gòu)成。利用 ANSYS Simplore 仿真得到單只直流濾波電容在1 個基波周期內(nèi)的紋波電流，如圖5 所示。

圖5 單只直流濾波電容的紋波電流Fig. 5 Ripple current of a single DC filter capacitor

根據(jù)圖5 求取電流有效值為192 A，進(jìn)而根據(jù)式（1）計算直流濾波電容功率損耗為48 W。

1.4 電阻器的功率損耗

電阻器包括du/dt濾波裝置中的吸收電阻及充/放電電阻。吸收電阻穩(wěn)態(tài)工作，經(jīng)計算吸收電阻的總功率損耗為300 W[18]。充/放電電阻僅作用于變頻器的啟停過程，選取充電電阻為30 Ω，放電電阻為20 kΩ，利用 ANSYS Simplore 仿真得到充/放電電阻功率損耗隨時間的變化曲線，如圖6 所示?？煽闯龀?放電電阻功率損耗與時間呈負(fù)相關(guān)，充/放電時間均為1 600 s。

圖6 充/放電電阻功率損耗隨時間變化曲線Fig. 6 Variation curve of charge/discharge resistor power loss with time

1.5 IGBT 模塊的功率損耗

IGBT 模塊具有功率和功率密度大、熱容量小等特點(diǎn)，導(dǎo)致熱敏度極差[19]。根據(jù)IGBT 模塊的數(shù)據(jù)手冊設(shè)置元器件信息、額定工作點(diǎn)等，結(jié)合轉(zhuǎn)移特性曲線、輸出特性曲線及續(xù)流二極管特性曲線，建立FZ800R33HE3 型IGBT 的 行 為 模 型，利 用 ANSYS Simplorer 得到滿載工況條件下的IGBT 開關(guān)特性曲線，如圖7 所示，其中uce為集?射極電壓，Ic為基極電流。對IGBT 開關(guān)特性曲線進(jìn)行積分運(yùn)算，取單個脈沖周期，得到IGBT 模塊的功率損耗為1 673 W。

圖7 IGBT 模塊開關(guān)特性曲線Fig. 7 IGBT module switching characteristic curves

1.6 輸出電抗器的功率損耗

輸出電抗器屬大功率損耗元件，若溫升過高則會加速絕緣老化，影響使用壽命和系統(tǒng)安全[20]。利用 ANSYS Maxwell 建立輸出電抗器的有限元模型，繞組的材質(zhì)為銅，鐵芯由30Q130 硅鋼片堆疊成型，電流激勵信號（將輸出電抗器等效為電感，并代入主電路拓?fù)淠Ｐ停葾NSYS Simplorer 仿真得到）如圖8 所示。在瞬態(tài)電磁場求解模式下得到0.4 s 時輸出電抗器磁通密度峰值的分布云圖，如圖9 所示。

圖8 電流激勵信號Fig. 8 Current excitation signal

由圖9 可看出，鐵心磁通密度的峰值要高于三相繞組。對于磁通密度的分布，三相繞組在軸向上的磁通密度從上下兩端指向中部；鐵心在徑向方向上磁通密度由內(nèi)到外呈現(xiàn)依次減弱的規(guī)律。

圖9 輸出電抗器磁通密度峰值的分布云圖Fig. 9 The distribution cloud map of the peak value of the magnetic flux density of the output reactor

輸出電抗器繞組損耗和鐵芯損耗隨時間的變化曲線如圖10 所示。對其求取有效值，得到輸出電抗器繞組損耗和鐵心損耗分別為270，30 W。

圖10 輸出電抗器繞組損耗和鐵心損耗隨時間變化曲線Fig. 10 Curves of winding loss and core loss of output reactor with time

綜上可知，IGBT 模塊、吸收電阻、輸出電抗器的功率損耗高于其他功率器件。

2 散熱系統(tǒng)的設(shè)計與優(yōu)化

為確保變頻器內(nèi)部溫度不超過標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的極限溫度，對IGBT 模塊、吸收電阻、輸出電抗器進(jìn)行強(qiáng)制冷卻設(shè)計。將IGBT 模塊、吸收電阻置于水冷散 熱器的基板上，配置風(fēng)機(jī)加速輸出電抗器的熱交換效率，其他功率器件則自然散熱。

2.1 水冷散熱器設(shè)計

利用 ANSYS Icepak 有限元表征水冷散熱器及IGBT 模塊、吸收電阻的溫度場分布，對比分析不同材質(zhì)、流量、流道至基板距離時的散熱性能。設(shè)置環(huán)境溫度為30 ℃，取材質(zhì)為銅T2、鋼Q235，冷卻水流量為10～30 L/min，流道至基板距離為4～8 mm，不同條件下的IGBT 模塊最高結(jié)溫如圖11 所示。

圖11 不同條件下的IGBT 模塊最高結(jié)溫Fig. 11 The highest junction temperature of IGBT module under different conditions

由圖11 可看出，相同條件下，銅T2 的散熱性能優(yōu)于鋼Q235，但鋼Q235 的承壓能力優(yōu)于銅T2，且銅T2 的材料和加工成本高昂。

為滿足同等散熱性能，需增大冷卻水流量，減小流道至基板距離。設(shè)計要求IGBT 模塊、吸收電阻最高結(jié)溫為75 ℃，選定冷卻水流量為30 L/min，流道至基板距離為4 mm。

2.2 風(fēng)機(jī)選型與布置

假定輸出電抗器工作時隔爆腔體內(nèi)的溫度為40 ℃，設(shè)計要求溫升不超過30 ℃。根據(jù)傳熱學(xué)原理，滿足散熱要求的風(fēng)機(jī)流量[21]為

式中：CP為空氣比熱容；ρ為空氣密度；△T為溫升。

將輸出電抗器的總功率損耗P=300 W，40 ℃時的空氣密度ρ=1.128 kg/m3，40 ℃時的空氣比熱容Cp=1 013.00 J/（kg·℃），代入式（3），可得風(fēng)機(jī)流量為30 m3/h。

利用 ANSYS Maxwell 與 ANSYS Icepak 進(jìn)行電磁場耦合仿真分析，對比橫向、縱向進(jìn)風(fēng)及風(fēng)機(jī)安裝位置對輸出電抗器散熱性能影響。仿真條件如下：仿真條件Ⅰ：假定風(fēng)機(jī)至輸出電抗器表面距離為100 mm，且位于輸出電抗器中心高度時，得到不同進(jìn)風(fēng)方向時的輸出電抗器溫度場分布，如圖12 所示。仿真條件Ⅱ：假定進(jìn)風(fēng)方向為橫向，且風(fēng)機(jī)位于輸出電抗器中心高度。取風(fēng)機(jī)至輸出電抗器表面距離分別為100，150，200，300 mm，可得風(fēng)機(jī)至輸出電抗器表面距離與輸出電抗器最高溫度的關(guān)系曲線，如圖13 所示。仿真條件Ⅲ：假定進(jìn)風(fēng)方向為橫向，且風(fēng)機(jī)距輸出電抗器表面為150 mm。取風(fēng)機(jī)至輸出電抗器中心高度分別為?20，?40，?60，?80，20，40，60，80 mm，可得風(fēng)機(jī)至輸出電抗器中心高度與輸出電抗器最高溫度的關(guān)系曲線，如圖14 所示。

圖12 不同進(jìn)風(fēng)方向時的輸出電抗器溫度場分布Fig. 12 Output reactor temperature distribution in different air inlet directions

圖13 風(fēng)機(jī)至輸出電抗器表面距離與最高溫度的關(guān)系曲線Fig. 13 Relationship curue between the distance from the fan to the output reactor surface and the maximum temperature

圖14 風(fēng)機(jī)至輸出電抗器中心高度與最高溫度的關(guān)系曲線Fig. 14 Relationship curue between the height from the fan to the center of the output reactor and the maximum temperature

由圖12—圖14 可看出，縱向進(jìn)風(fēng)的溫升比橫向進(jìn)風(fēng)要高7 ℃，當(dāng)風(fēng)機(jī)至輸出電抗器表面距離為150 mm、距輸出電抗器中心高度為?40 mm 時的散熱性能優(yōu)于其他安裝位置。

3 基于一體化模型的溫度場仿真分析

結(jié)合礦用變頻器的運(yùn)行狀態(tài)開展一體化的生熱機(jī)理、傳熱過程及散熱設(shè)計研究，對內(nèi)部溫度場特性、對流換熱特性進(jìn)行全面的數(shù)值模擬分析。用于研究的一體化模型如圖15 所示，左側(cè)為逆變單元，右側(cè)為整流單元，除輸出電抗器、吸收電阻布置在左側(cè)，真空交流接觸器布置在右側(cè)外，其余功率器件對稱布置。

圖15 礦用變頻器的的一體化模型Fig. 15 Integrated model of mine inverter

本文所針對的礦用變頻器的運(yùn)行狀態(tài)描述如下：散熱系統(tǒng)啟動并運(yùn)行，160 A/1 140 V 型真空交流接觸器吸合為直流濾波器預(yù)充電，80 A/1 140 V、630 A/1 140 V 型真空交流接觸器吸合為主回路供電，礦用變頻器滿載工況正常運(yùn)行，主回路斷電放電電阻開始工作?？梢?，啟動過程中充電電阻、160 A/1 140 V 型真空交流接觸器作用，其他包 括80 A/1 140 V、630 A/1 140 V 型真空交流接觸器在內(nèi)的功率器件穩(wěn)態(tài)運(yùn)行形成熱平衡狀態(tài)，停機(jī)過程中僅放電電阻作用。

3.1 穩(wěn)態(tài)仿真分析

利用 ANSYS Icepak 建立礦用變頻器的有限元模型，將80 A/1 140 V、630 A/1 140 V 型真空交流接觸器、母排與電纜、直流濾波電容、吸收電阻、IGBT 模塊及輸出電抗器的功率損耗代入有限元模型，并配置相應(yīng)的材料屬性，輸入散熱系統(tǒng)設(shè)計參數(shù)，除IGBT 模塊、吸收電阻及輸出電抗器外，其他器件參與SOS 輻射換熱計算，同時考慮隔爆外殼與外界空氣的自然冷卻計算，設(shè)置隔爆外殼的換熱系數(shù)為10 W/m2℃。當(dāng)環(huán)境溫度為30 ℃時，礦用變頻器隔爆外殼及內(nèi)部組件的溫度場分布如圖16、圖17所示。

圖16 礦用變頻器隔爆外殼的溫度場分布云圖Fig. 16 Distribution cloud map of temperature field of explosionproof enclosure of mine inverter

圖17 礦用變頻器隔爆內(nèi)部組件溫度場分布云圖Fig. 17 Distribution cloud map of temperature field of explosionproof internal components of mine inverter

由圖16 可看出，由于在內(nèi)部功率器件的傳導(dǎo)、對流及輻射換熱作用下，隔爆外殼的溫度高于環(huán)境溫度，最低為36 ℃，且后基板的溫度高于其他隔爆面，最高可達(dá)70 ℃。

由圖17 可看出，礦用變頻器內(nèi)部組件的溫度均未超過80 ℃，遠(yuǎn)低于相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定值，具有良好的散熱性能。IGBT 模塊的溫度最高，機(jī)心母排組件的溫度次之，直流濾波電容組件的溫度最低。對于圖17（a），由于整流與逆變單元水冷散熱器之間為串聯(lián)關(guān)系，溫度隨冷卻水流動路徑的延長而升高，導(dǎo)致逆變側(cè)IGBT 模塊的溫度高于整流側(cè)。對于圖17（b）、圖17（d），交?直流母排的溫度高于交流母排，輸出銅排的溫度最低，且逆變側(cè)機(jī)心母排組件的溫度高于整流側(cè)，兩者的溫差主要體現(xiàn)在交?直流母排，這是由于吸收電阻位于逆變側(cè)，在輻射換熱作用下與之緊鄰的交?直流母排溫度會升高。對于圖17（c）、圖17（e），最高溫度位于直流母排與直流濾波電容之間的絕緣支柱上，整流側(cè)直流濾波電容組件的溫度高于逆變側(cè)，可見縱向進(jìn)風(fēng)同樣能對其起到散熱作用。對于圖17（f），80 A/1 140 V 型真空交流接觸器自身功率密度較大且排布較密集，溫升高于630 A/1 140 V 型真空交流接觸器，160 A/1 140 V 型真空交流接觸器雖未作用，但在傳導(dǎo)、輻射換熱作用下仍存在溫升現(xiàn)象。對于圖17（g），輸出電抗器的溫度高于圖12 給出的單獨(dú)分析值，這是由于內(nèi)部功率器件相互之間的熱交換所致。

3.2 瞬態(tài)仿真分析

將充/放電電阻功率損耗隨時間的變化曲線及160 A/1 140 V 型真空交流接觸器的功率損耗代入礦用變頻器有限元模型，且將上述功率器件的初始溫度分別設(shè)置為45，43，47 ℃（該溫度值可由穩(wěn)態(tài)分析過程得到），利用 ANSYS Icepak 得到充/放電過程中功率器件溫度隨時間變化曲線，如圖18、圖19 所示（選取功率器件發(fā)熱最嚴(yán)重部位進(jìn)行測量）。

圖18 充電過程中功率器件溫度隨時間變化曲線Fig. 18 Change curve of power device temperature with time during charging

由圖18 可看出，即使充電過程中功率器件產(chǎn)生了較大的損耗，但由于充電時間極短，考慮到溫度上升需要一定的反應(yīng)時間，該損耗不會引起溫度的劇烈變化，功率器件的瞬時溫度最高不超過59 ℃。

由圖19 可看出，放電電阻的瞬時溫度最高可達(dá)267 ℃，100 ℃以上的作用時間為200 s，梯形鋁殼電阻的耐高溫沖擊能力可滿足該應(yīng)用場景，且未形成熱應(yīng)力循環(huán)，不會產(chǎn)生熱擊穿、熱失效現(xiàn)象。

圖19 放電電阻溫度隨時間變化曲線Fig. 19 The change curve of the discharge resistance temperature with time

4 實驗驗證

為驗證基于一體化模型的溫度場仿真的正確性及散熱設(shè)計的有效性，搭建礦用變頻器加載試驗平臺，如圖20 所示。在礦用變頻器內(nèi)部設(shè)置10 處測溫點(diǎn)，圖中未標(biāo)注的測溫點(diǎn)：整流側(cè)直流母排5、直流濾波電容6 與逆變側(cè)對稱布置。

圖20 礦用變頻器及其加載試驗平臺Fig. 20 Mine inverter and its loading test platform

在環(huán)境溫度為29.8 ℃時，利用光纖測溫儀測得礦用變頻器滿載工況下各標(biāo)定測溫點(diǎn)的溫升曲線如圖21 所示。并與基于一體化模型的溫度場仿真結(jié)果進(jìn)行對比，結(jié)果如圖22 所示。

圖21 各標(biāo)定測溫點(diǎn)的溫升曲線Fig. 21 The temperature rise curves of each calibration temperature measurement point

圖22 實驗與仿真結(jié)果對比Fig. 22 Comparison of experimental and simulation results

由圖21 和圖22 可看出，各功率器件在2～3 h后溫度逐漸趨于穩(wěn)定，各標(biāo)定測溫點(diǎn)的實驗與仿真結(jié)果在整體趨勢上保持較好的一致性，但在數(shù)值上也存在一定的誤差。這是由于一體化模型對內(nèi)部功率器件進(jìn)行了結(jié)構(gòu)上的適當(dāng)簡化，未建立詳細(xì)的封裝模型（如IGBT 模塊）；一體化模型主要考慮了功率器件，而忽略了隔離換向裝置、PLC 控制器、保護(hù)器，而這些器件在一定程度上會改變熱傳導(dǎo)的方向。整體來說，仿真結(jié)果與試驗結(jié)果比較吻合，驗證了基于一體化模型的溫度場仿真的正確性及散熱設(shè)計的有效性，可為礦用變頻器的安全、穩(wěn)定、可靠運(yùn)行提供保障。

5 結(jié)論

1） 建立考慮等效電阻的礦用變頻器主電路拓?fù)淠Ｐ头治鰞?nèi)部功率器件的電氣特性并計算它們功率損耗，可得IGBT 模塊、吸收電阻、輸出電抗器的功率損耗高于其他功率器件。

2） 采用強(qiáng)制水冷+風(fēng)冷+自然冷卻方式對散熱系統(tǒng)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計：相同條件下，銅T2 的散熱性能優(yōu)于鋼Q235，為滿足同等散熱性能，需增大冷卻水流量，減小流道至基板距離?？v向進(jìn)風(fēng)的溫升比橫向進(jìn)風(fēng)要高7 ℃，當(dāng)風(fēng)機(jī)至輸出電抗器表面距離為150 mm、距輸出電抗器中心高度為?40 mm 時的散熱性能優(yōu)于其他安裝位置。

3） 仿真和實驗結(jié)果驗證了基于一體化模型的礦用變頻器溫度場仿真的正確性以及散熱設(shè)計的有效性：礦用變頻器內(nèi)部組件的溫度均未超過80 ℃，遠(yuǎn)低于相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定值，具有良好的散熱性能。其中以IGBT 模塊的溫度最高，機(jī)心母排組件的溫度次之，直流濾波電容組件的溫度最低。