周金生，余鵬，潘大千，鄭麗麗

常州星宇車燈股份有限公司技術(shù)中心，江蘇常州 213022

0 引言

隨著汽車給人類交通出行帶來便捷的同時(shí)，車載燈具也朝著智能化發(fā)展，以LED為發(fā)光源的車燈在汽車燈具領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用，作為汽車燈具基本功能的日行位置燈也成為基礎(chǔ)配置。

目前行業(yè)內(nèi)常用方案為線性LED驅(qū)動(dòng)方案，但是存在轉(zhuǎn)換效率低、精度低、性能差、易導(dǎo)致熱量超標(biāo)等問題，而開關(guān)電源在同樣負(fù)載情況下具有轉(zhuǎn)換效率低、輸出電流精度高、穩(wěn)定性強(qiáng)、驅(qū)動(dòng)產(chǎn)生熱量少等優(yōu)勢(shì)，因此使用開關(guān)電源方案驅(qū)動(dòng)LED 越來越成為主流[1-5]。

本文設(shè)計(jì)了一種基于TLD5097EP的日行位置燈驅(qū)動(dòng)電路，是一種基于SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的DC-DC轉(zhuǎn)換恒流模式驅(qū)動(dòng)，實(shí)現(xiàn)對(duì)LED負(fù)載的恒流輸出。為實(shí)現(xiàn)位置燈功能，該方案使用555計(jì)時(shí)器設(shè)計(jì)了一種占空比調(diào)節(jié)電路，通過控制DC-DC驅(qū)動(dòng)芯片實(shí)現(xiàn)LED亮度的PWM調(diào)節(jié)。同時(shí)采用555定時(shí)器設(shè)計(jì)了多諧振蕩器模塊，使用PWM調(diào)節(jié)LED亮度比，通過降低LED的平均電流，實(shí)現(xiàn)日行燈由白天模式的高亮狀態(tài)切換成夜間模式的低亮度狀態(tài)。

1 LED恒流驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的日行位置燈為L(zhǎng)ED復(fù)用功能，根據(jù)工作狀態(tài)分為白天模式的日間行駛燈(daytime running lamp，DRL)與夜間模式的位置燈(position lamp，PL)[6]。車身BCM分別通過硬線日行燈電源(DRL-power)和位置燈電源(PL-power)給燈具提供電源，從而控制日間行車燈的模式切換。

電路系統(tǒng)設(shè)計(jì)框圖如圖1所示?；赥LD5097EP芯片的日行位置燈驅(qū)動(dòng)電路由反接保護(hù)電路(reverse connection protection circuit，RCP)、π型濾波電路、DC-DC轉(zhuǎn)換電路、由555計(jì)時(shí)器組成的位置燈調(diào)節(jié)電路、DRL優(yōu)先級(jí)控制電路、外置抖頻電路等組成。

圖1 電路系統(tǒng)設(shè)計(jì)框圖

本設(shè)計(jì)方案采用基于TLD5097EP控制芯片的SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，芯片通過自適應(yīng)控制拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中功率MOS管的導(dǎo)通與關(guān)斷實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載的恒流輸出控制。DRL優(yōu)先級(jí)控制電路在DRL-Power上電時(shí)，無(wú)論位置燈PL-Power是否上電，其通過MOS管切斷PWM調(diào)光信號(hào)對(duì)DC-DC驅(qū)動(dòng)芯片使能EN的PWM控制，促使系統(tǒng)表現(xiàn)為DRL功能，從而實(shí)現(xiàn)DRL優(yōu)先級(jí)高于位置燈的要求。位置燈功能是在日行燈功能工作基礎(chǔ)上，通過555計(jì)時(shí)器構(gòu)造的單穩(wěn)態(tài)振蕩電路模塊，產(chǎn)生占空比為90%的PWM調(diào)光信號(hào)，經(jīng)過N-MOS管進(jìn)行反相控制TLD5097EP的使能EN/PWM腳，促使控制芯片周期性工作，等效降低LED有效電流，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)位置燈的低亮度效果，實(shí)現(xiàn)位置燈功能。本文同時(shí)設(shè)計(jì)了一種基于分離元器件搭建的外置抖頻電路，該電路能夠有效地降低輻射試驗(yàn)RE/CE發(fā)射輻射數(shù)值，優(yōu)化EMC表現(xiàn)。

2 主驅(qū)動(dòng)模塊設(shè)計(jì)

2.1 DC-DC主驅(qū)動(dòng)工作模式

以TLD5097EP芯片設(shè)計(jì)的DC-DC變換器，由電子元件共模電感L2、功率開關(guān)MOS管Q2、續(xù)流二極管D5組成SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其控制電路如圖2所示。

SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電路是一種高效率、輸入輸出同極性、輸入輸出可以隔離，允許輸出電壓大于、小于或等于輸入電壓的DC-DC轉(zhuǎn)換電路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)輸出電壓是由功率開關(guān)主MOS管進(jìn)行控制。本文DC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基本工作原理如下：

(1)當(dāng)控制芯片SWO腳為高電平時(shí)，功率開關(guān)Q2導(dǎo)通，SEPIC電路進(jìn)入Ton階段。此時(shí)，DC-DC轉(zhuǎn)換電路輸入電源VIN與初級(jí)電感L2A構(gòu)成輸入電流Iin的電流回路，電流Iin給初級(jí)電感L2A進(jìn)行勵(lì)磁，完成儲(chǔ)能作用；

(2)SEPIC拓?fù)漶詈细綦x電容C30對(duì)后端進(jìn)行放電，耦合隔離電容與次級(jí)電感L2B構(gòu)成Is電流回路，電流Is給次級(jí)電感L2B進(jìn)行勵(lì)磁，完成儲(chǔ)能作用；

(3)輸出電容Cout通過Iout電流回路進(jìn)行放電，使負(fù)載LED維持點(diǎn)亮；

(4)當(dāng)控制芯片SWO腳為低電平時(shí)，功率開關(guān)Q2截止，SEPIC電路進(jìn)入Toff階段。DC-DC轉(zhuǎn)換電路輸入電源Uin、初級(jí)電感L2A、耦合隔離電容C30與次級(jí)電感L2B構(gòu)成Is電流回路，初級(jí)電感L2A通過電流Is釋放能量，對(duì)耦合隔離電容C30進(jìn)行充電；

(5)次級(jí)電感L2B、續(xù)流二極管D5、負(fù)載LED構(gòu)成Iout電流回路，次級(jí)電感L2B通過電流Iout釋能，使負(fù)載LED維持點(diǎn)亮。

SEPIC拓?fù)涔ぷ鬟^程如圖3所示。

上述為DC-DC轉(zhuǎn)換電路在周期T內(nèi)的工作原理，根據(jù)電感電壓的伏秒平衡定律可以得到

(1)

2.2 DC-DC主驅(qū)動(dòng)主要參數(shù)計(jì)算

本文所述應(yīng)用設(shè)計(jì)的負(fù)載情況如下：9顆白光LED，其典型壓降UF，type=3.05 V，其最大壓降UF，max=3.49 V，-40 ℃溫度偏移壓降ΔUF，shift@-40 ℃=0.24 V，日行燈輸出電流Iout=265 mA，位置燈LED輸出亮度為日行燈輸出亮度的10%，即流經(jīng)位置燈LED的等效電流為26.5 mA。

2.2.1 工作頻率的設(shè)定

TLD5097EP的開關(guān)頻率在100～500 kHz范圍內(nèi)可調(diào)，一般將開關(guān)頻率設(shè)置在300～400 kHz內(nèi)。DC-DC變換器開關(guān)頻率fsw可以通過電阻R14(RFREQ)進(jìn)行校準(zhǔn)調(diào)節(jié)開關(guān)頻率。RFREQ和開關(guān)頻率fsw之間的數(shù)學(xué)關(guān)系為：

(2)

選擇電阻R14=16 kΩ，則fsw=363 kHz。

2.2.2 輸出電流的設(shè)定

功率電阻的計(jì)算公式為：

(3)

當(dāng)ST腳電壓大于1.6 V時(shí)，查詢產(chǎn)品數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)定典型的參考電壓為Uref=0.3 V。為滿足燈具配光要求的LED電流0.261 A，可以計(jì)算得到RFB=1.15 Ω，該阻值可以由R18=3.9 Ω和R17=1.6 Ω并聯(lián)得到，此時(shí)LED的輸出電流為0.265 A，滿足配光要求。

2.2.3 耦合電感的選型

耦合電感在DC-DC轉(zhuǎn)換過程中起到儲(chǔ)能釋能的作用。電感的大小取決于允許的電感電流紋波，一般建議選擇輸入電流的20%作為允許的電感紋波電流，耦合電感選型主要公式如下：

ΔIL=0.2×Iin,max=0.232 A

(4)

(5)

(6)

(7)

2.2.4 功率開關(guān)MOS管的選擇

功率開關(guān)MOS管(Q2)在快速開關(guān)過程中面臨著高電壓、高電流沖擊，沖擊峰值電壓電流計(jì)算公式為：

UQ2,peak=Uin,max+Uout,max=49.57 V

(8)

IQ2,peak=Iin,max+Iout+ΔIL=1.69 A

(9)

本設(shè)計(jì)所選的功率開關(guān)器件為60 V、25 A的開關(guān)MOS管。

2.2.5 續(xù)流二極管的選擇

續(xù)流二極管(D5)峰值電壓與電流值和功率開關(guān)MOS管的峰值一樣，即

ID5,peak=-IQ2,peak=-1.69 A

(10)

UD5,peak=-UQ2,peak=-49.57 V

(11)

通過二極管的平均電流值

ID5,AVG=(Iin,max+Iout)×(1-Dmax)=0.378 A

(12)

續(xù)流二極管的最壞情況下的功率損耗可以使用平均電流乘以二極管的最大正向壓降得到PD5，worst-case=0.29 W，本設(shè)計(jì)使用的續(xù)流二極管為100 V、3 A的肖特基二極管。

2.2.6 耦合隔離電容的計(jì)算

SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的關(guān)鍵元器件之一是耦合隔離電容CS(C30)，其主要作用是在功率開關(guān)導(dǎo)通時(shí)向后端持續(xù)提高輸入電壓。其耐壓要大于最大輸入電壓Uin，max，容值需滿足。

(13)

耦合隔離電容可以選擇容值為2.2 μF，耐壓值50 V的大封裝電容器。

2.2.7 輸出過壓保護(hù)的設(shè)定

電阻R15、R35、R16構(gòu)成電阻分壓器，是LED負(fù)載的輸出過壓保護(hù)電路模塊。過壓保護(hù)閾值的設(shè)定，可以通過下列公式計(jì)算：

(14)

查閱芯片技術(shù)手冊(cè)可知UOVFB，TH，typ=1.25 V，考慮負(fù)載LED在不同電壓BIN與溫度對(duì)電壓的影響，由R15=R35=51 kΩ并聯(lián)作為ROVH，由R16=1 kΩ作為ROVL，此時(shí)UOUTOV=35 V，滿足LED最大串電壓33.57 V的要求。

3 抖頻電路設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)電路在工作時(shí)，其DC-DC控制模塊內(nèi)部功率開關(guān)不停開斷、電感等也在不停地充放電，其在工作過程中不停向外發(fā)射輻射，對(duì)其他設(shè)備造成干擾。根據(jù)以往項(xiàng)目經(jīng)驗(yàn)，RE/CE輻射超標(biāo)頻段為DC-DC控制器工作頻率倍頻點(diǎn)位置，通過PCB Layout優(yōu)化或增加屏蔽設(shè)備有時(shí)難以解決輻射超標(biāo)問題。抖頻電路的作用是通過改變控制器主頻率，將主頻率或倍頻處的窄帶輻射向外發(fā)射或傳導(dǎo)的諧波干擾能量值打散，將輻射分布在較廣的頻率范圍而不是在窄帶頻率下工作，抑制輻射峰值，從而使EMC測(cè)試滿足標(biāo)準(zhǔn)。

本文的DC-DC驅(qū)動(dòng)芯片TLD5097EP不具有內(nèi)置抖頻功能。為提高EMC可靠性，設(shè)計(jì)了基于分立器件搭建的外置抖頻電路，如圖4所示。

圖4 抖頻電路設(shè)計(jì)

TLD5097EP芯片正常工作時(shí)，IVCC腳5 V電壓輸出。本設(shè)計(jì)中使用的外置抖頻電路是利用元器件三極管Q3與Q4參數(shù)的差異性競(jìng)爭(zhēng)導(dǎo)通啟動(dòng)。

假設(shè)三極管Q3先導(dǎo)通，抖頻電路的工作過程如下：

(1)Q3集電極被拉低，接近零電位；

(2)因電容FC4兩端電壓不能突變的特性，Q4基極電壓被拉低，即Q4截止。此時(shí)，Q4集電極被上拉電阻拉高，MOS管Q5導(dǎo)通；

(3)IVCC腳通過FR2給FC4充電，使Q4基極電壓升高，當(dāng)升至Q4導(dǎo)通電壓臨界點(diǎn)后，Q4由截止?fàn)顟B(tài)變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)；

(4)Q4集電極被拉低，接近零電位，MOS管Q5不導(dǎo)通；

(5)因FC5電容兩端電壓不能突變的特性，Q2基極電壓被拉低，即Q2截止；

(6)IVCC腳通過FR3給FC5充電，使Q3基極電壓升高，當(dāng)升至Q3導(dǎo)通電壓臨界點(diǎn)后，Q3由截止?fàn)顟B(tài)變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)。

如上述描述的，在周期內(nèi)外置抖頻電路中FC4與FC5通過不停充放電，讓三極管Q4導(dǎo)通/關(guān)斷，使MOS管Q5柵極電壓為低電位/高電位，進(jìn)而讓Q5不停關(guān)斷/導(dǎo)通，造成TLD5097EP芯片的工作頻率設(shè)置電阻在DR3和DR3//(FR7+FR8)之間不停切換，改變芯片的主工作頻率，從而實(shí)現(xiàn)抖頻。

本文基于TLD5097EP的日行位置燈驅(qū)動(dòng)電路，對(duì)比測(cè)試了抖頻電路對(duì)傳導(dǎo)輻射CE試驗(yàn)的影響。圖5為TLD5097控制芯片未設(shè)置抖頻電路的CE測(cè)試結(jié)果，可以發(fā)現(xiàn)其在芯片主頻或倍頻處輻射存在尖峰點(diǎn)。圖6為TLD5097控制芯片設(shè)置抖頻電路后的CE測(cè)試結(jié)果，可以看出在芯片主頻或倍頻處出現(xiàn)高輻射值頻帶，此時(shí)的輻射峰值明顯低于圖5中的尖峰點(diǎn)的噪聲值，具有明顯的優(yōu)化效果。

圖5 TLD5097控制芯片未設(shè)置抖頻電路的CE測(cè)試結(jié)果

圖6 TLD5097控制芯片設(shè)置抖頻電路的CE測(cè)試結(jié)果

本文基于TLD5097EP的日行位置燈驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)原理如圖7所示。其中，防反電路模塊實(shí)現(xiàn)了靜電防護(hù)、輸入濾波與電路防反功能。濾波電路采用π型濾波實(shí)現(xiàn)抑制電流諧波對(duì)電路的影響。調(diào)節(jié)電路實(shí)現(xiàn)日行燈DRL與位置燈POS的邏輯切換，以及對(duì)DC-DC電路進(jìn)行PWM調(diào)光實(shí)現(xiàn)位置燈狀態(tài)。DC-DC電路模塊實(shí)現(xiàn)車身輸入與負(fù)載工作之間的能量轉(zhuǎn)化。抖頻電路模塊是EMC優(yōu)化電路，抑制TLD5097EP主頻或者倍頻位置的噪聲。

圖7 基于TLD5097EP的日行位置燈驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)原理

4 結(jié)束語(yǔ)

本文基于DC-DC驅(qū)動(dòng)芯片TLD5097EP設(shè)計(jì)了一種SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的開關(guān)型日間行車燈恒流輸出模式的驅(qū)動(dòng)電路及基于555計(jì)時(shí)器的PWM信號(hào)調(diào)節(jié)電路實(shí)現(xiàn)位置燈功能，提出了DRL優(yōu)先級(jí)控制電路實(shí)現(xiàn)日行與位置功能同時(shí)上電時(shí)DRL優(yōu)先級(jí)控制，給出了一種基于分離元器件搭建的外置抖頻電路，該電路能夠有效地降低輻射試驗(yàn)RE/CE發(fā)射輻射數(shù)值，優(yōu)化EMC表現(xiàn)。本文設(shè)計(jì)的日行位置燈已量產(chǎn)，無(wú)市場(chǎng)不良件反饋，表明了該設(shè)計(jì)具有實(shí)用性、穩(wěn)定性與可靠性。