戴 瀾 栗 元

（北方工業(yè)大學(xué)，北京 100144）

0 引言

降壓式DC-DC 是在一個(gè)較寬的電源電壓下工作的，這就要求LDO 有一個(gè)很寬的電源電壓范圍。目前，常用兩級(jí)降壓方案來解決這個(gè)問題，即用一級(jí)預(yù)穩(wěn)壓方式將電源電壓降到合理范圍內(nèi)［1］，但這會(huì)導(dǎo)致電路復(fù)雜度大幅度增加。此外，LDO 不僅對(duì)帶有驅(qū)動(dòng)器電源管理芯片的芯片電路進(jìn)行供電，還對(duì)外部開關(guān)驅(qū)動(dòng)管柵極電容進(jìn)行充放電，這就要求LDO 有很高的瞬態(tài)響應(yīng)。為了保證在頻繁的負(fù)載跳變中保持LDO的穩(wěn)定輸出，要設(shè)計(jì)額外的擺率增強(qiáng)電路［2-6］，同時(shí)在輸出端外接一個(gè)很大的電容（μF級(jí)）。當(dāng)輸出電容很大時(shí)，傳統(tǒng)的米勒補(bǔ)償也要有很大內(nèi)部的補(bǔ)償電容［7-8］，而大的補(bǔ)償電容會(huì)浪費(fèi)很多版圖面積。所以，在保證良好負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的同時(shí)，減小補(bǔ)償環(huán)路的電容是非常重要的。

針對(duì)上述問題，本研究提出一種帶有高壓管的Cascode 電流鏡，其中，低壓管用于鏡像電流，高壓管承載高壓。在不增加電路負(fù)載度的前提下，擴(kuò)大電路的工作電壓范圍。針對(duì)大負(fù)載電容，使用一種帶源極跟隨器的Ahuja 補(bǔ)償結(jié)構(gòu)［4］，提高電路對(duì)電容負(fù)載的驅(qū)動(dòng)能力，從而保證LDO的瞬態(tài)響應(yīng)。

1 電路設(shè)計(jì)和原理分析

1.1 LDO的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

本研究提出的寬電壓范圍高瞬態(tài)響應(yīng)LDO 的系統(tǒng)框架如圖1 所示，包括6 個(gè)部分，即誤差放大器、Buffer、功率管MP、電壓反饋網(wǎng)絡(luò)、頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)及快響應(yīng)環(huán)路上的運(yùn)算誤差放大器。其中，誤差放大器采用對(duì)稱OTA，對(duì)其使用的高電源電壓進(jìn)行特殊處理，可滿足電路工作要求。采用帶源極跟隨器的Ahuja 補(bǔ)償結(jié)構(gòu)來保證環(huán)路穩(wěn)定性，同時(shí)能減小補(bǔ)償電容，而快速響應(yīng)環(huán)路保證負(fù)載突變時(shí)的穩(wěn)定輸出。

圖1 寬電壓范圍高瞬態(tài)響應(yīng)LDO的系統(tǒng)框架

1.2 寬電壓范圍偏置電流源與誤差放大器

為滿足電路較寬的工作電壓范圍要求，本研究設(shè)計(jì)出一種高壓Cascode 電流源與高電源電壓誤差放大器，如圖2、圖3所示。

圖2 寬電壓范圍Cascode偏置

圖3 寬電壓范圍誤差放大器

在進(jìn)行電壓偏置時(shí)，利用帶隙基準(zhǔn)產(chǎn)生1.2 V電壓，經(jīng)Q1與Q2三極管組成的電流鏡，根據(jù)比例將電流鏡像到各個(gè)支路。其中，Q1的電流表示見式（1）。

式中：IQ1為三極管Q1的電流；VREF為基準(zhǔn)電壓；VBE1為Q1的基極與發(fā)射極二極管導(dǎo)通電壓，約為0.6 V；R為電流配置電阻。

與Cascode 不同的是，在寬電壓范圍偏置中，以24 V 的高壓MOS管來替換普通的共柵管（見圖2中的MP7、MP8、MN8）。這是因?yàn)樵贑ascode 電流鏡像中，起到主要電流鏡像作用的是共源管，其可用來增加電流鏡的輸出阻抗。同時(shí)，由于高壓管的匹配性較差，不將其作為共源管。所以，帶有高壓共柵管的結(jié)構(gòu)既保證電流鏡的精準(zhǔn)復(fù)制，又提高偏置的電壓范圍，使LDO能在一個(gè)較高的電源電壓范圍內(nèi)工作。

誤差放大器采用的是對(duì)稱式OTA 架構(gòu)，MP1～MP6、MN1～MN4 為低壓管，MN5、MN6 與三路電流鏡中的cascode 管（與M7、M10 組成的結(jié)果一致）為高壓管，這樣才能確保誤差放大器在一個(gè)較寬的電源電壓范圍中工作。誤差放大器的第一級(jí)輸入為源極跟隨器，以源極跟隨器來進(jìn)行輸入，可增加誤差放大器的輸入阻抗，使輸入信號(hào)產(chǎn)生電平位移，保證電路始終在一個(gè)合適的靜態(tài)工作點(diǎn)上工作；第二級(jí)由對(duì)稱式運(yùn)算放大器構(gòu)成，其中MN5、MN6 及電流鏡中的共柵管為高壓管。相較于普通結(jié)構(gòu)，對(duì)稱式OTA具有更好的失調(diào)和CMRR特性。

在圖3中，對(duì)稱式OTA開環(huán)增益AV表示見式（2）。

式中：gm和ro分別為晶體管Mi的跨導(dǎo)和輸出電阻；N為MN1 與MN2 組成電流鏡的比例。為了便于分析，將N管與P管的跨導(dǎo)近似相等。

在OTA 中，只有輸出節(jié)點(diǎn)為高阻節(jié)點(diǎn)，其他節(jié)點(diǎn)都在1/gm左右。所以其是一個(gè)單極放大器，該OTA主極點(diǎn)的表示見式（3）。

式中：CL為負(fù)載電容。

聯(lián)立式（2）、式（3），OTA 增益帶寬積GBW的表示見式（4）。

由式（4）可知，電流鏡的比例會(huì)影響OTA 的GBW，但不能無休止地增加N，這是因?yàn)镸N2 的柵極存在寄生電容（假設(shè)寄生電容大小為Cn），會(huì)產(chǎn)生第二極點(diǎn)fnd，見式（5）。

其中，Cn的表示見式（6）。

將式（6）帶入式（5）中，整理后得式（7）。

由式（7）可知，非主極點(diǎn)的頻率由轉(zhuǎn)角頻率fT和電流鏡比例N共同決定，N越大，非主極點(diǎn)頻率就越低，所以限定了N的最大值。

1.3 第二（快速反饋）環(huán)路誤差放大器

本研究采用的是快反饋環(huán)路中的第二誤差放大器（EA2），如圖4所示。由于反饋路徑較短，反應(yīng)速度要快于主環(huán)路。次級(jí)反饋環(huán)路在啟動(dòng)及負(fù)載發(fā)生大幅波動(dòng)時(shí)會(huì)產(chǎn)生作用，從而保證電路的啟動(dòng)速度，并優(yōu)化電路的響應(yīng)能力。

圖4 第二環(huán)路誤差放大器電路

第二誤差放大器以雙極型晶體管為輸入對(duì)管，這是因?yàn)殡娐芬斜容^快的反應(yīng)速度，才能有比主環(huán)路更快的響應(yīng)速度，但為了保證整體環(huán)路的穩(wěn)定性，將次級(jí)環(huán)路的整體增益保持在一個(gè)較低的水平。

1.4 寬電壓范圍快速響應(yīng)LDO

本研究設(shè)計(jì)的寬電壓范圍快速響應(yīng)LDO 的整體電路如圖5 所示，其主要由兩個(gè)環(huán)路構(gòu)成，兩個(gè)環(huán)路的誤差放大器分別為由高工作電壓范圍OTA構(gòu)成的主反饋環(huán)路和以三極管為輸入對(duì)管的快速反饋環(huán)路。由于兩個(gè)環(huán)路反饋的分壓值不同（VF1＜VF2），所以要依靠主環(huán)路才能使電路正常工作，這是因?yàn)橹鳝h(huán)路的環(huán)路增益被設(shè)置為一個(gè)更高的值。當(dāng)電路發(fā)生異常情況時(shí)，負(fù)反饋環(huán)路工作。在電路啟動(dòng)時(shí)，兩者的電壓均低于VREF，此時(shí)兩個(gè)環(huán)路都會(huì)進(jìn)入工作狀態(tài)；當(dāng)電路負(fù)載急劇變化時(shí)，可能會(huì)導(dǎo)致輸出電壓變換過大，此時(shí)快反饋環(huán)路也會(huì)工作。由于將LDO 應(yīng)用于DC-DC 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)部分，負(fù)載跳變是一個(gè)常見狀態(tài)，所以增加一個(gè)快速環(huán)路是非常有必要的?？紤]到電路的負(fù)載特性，LDO 主要用于驅(qū)動(dòng)大電容負(fù)載，在功率管輸出電流不同時(shí)，傳統(tǒng)米勒補(bǔ)償會(huì)造成電路主次極點(diǎn)靠近，甚至交換。若要保持穩(wěn)定，就會(huì)大幅增加補(bǔ)償電容的容值。與此同時(shí)，電容的前向通路也會(huì)帶來一個(gè)右半平面零點(diǎn)，進(jìn)一步降低環(huán)路的穩(wěn)定性。所以，本研究使用帶源極負(fù)反饋的Ahuja電容補(bǔ)償來進(jìn)一步增強(qiáng)電路驅(qū)動(dòng)電容的能力，能有效消除右半平面零點(diǎn)的影響，減小補(bǔ)償電容。

圖5 寬電壓范圍高瞬態(tài)響應(yīng)LDO電路

2 性能分析

2.1 LDO瞬態(tài)分析

將本研究提出的LDO應(yīng)用于實(shí)際場(chǎng)景中，即大輸入電壓、負(fù)載急速切換及大負(fù)載電容（見圖5）。在大信號(hào)方面，快反饋環(huán)路是在電路啟動(dòng)時(shí)，因輸入電源電壓未達(dá)到VOUT時(shí)，VF1與VF2均低于VREF，此時(shí)主反饋環(huán)路與負(fù)反饋環(huán)路都在工作，從而提高電路的啟動(dòng)速度。在負(fù)載迅速切換過程中，由于快速反饋環(huán)路的反饋路徑較短，第二反饋環(huán)路能比主環(huán)路更早起作用，從而降低由負(fù)載突變帶來的過沖或下沖。

2.2 LDO環(huán)路穩(wěn)定性分析

為便于分析系統(tǒng)的穩(wěn)定性，在不影響分析結(jié)果的前提下，忽略高頻極點(diǎn)，且只考慮單位增益帶寬內(nèi)和附近的極點(diǎn)，可降低傳遞函數(shù)的復(fù)雜程度。LDO等效小信號(hào)如圖6所示。

圖6 LDO等效小信號(hào)

整個(gè)環(huán)路大致可分為三級(jí)，將第一級(jí)的跨導(dǎo)記為Gm1，誤差放大器的等效輸出電阻與電容分別記為Ro1、C1，反饋電容跨接MOS 管MN6 跨導(dǎo)記為gm6，Buffer 的放大倍數(shù)為1，gmp為功率管跨導(dǎo)，β為反饋系數(shù)，CL與Roeq分別為等效負(fù)載電容與電阻，gm4與CC分別為源極跟隨MOS管跨導(dǎo)與補(bǔ)償電容。

基于圖中N1、N2、N3、VOUT節(jié)點(diǎn)電流方程，整理得LDO的小信號(hào)傳遞函數(shù)，見式（8）。

此外，韓國還編撰了各種學(xué)術(shù)道德普及型教材。如2006年韓國教育部編撰的《學(xué)術(shù)道德簡(jiǎn)介》與2007年科學(xué)技術(shù)部編撰出版的《實(shí)踐學(xué)術(shù)道德》。這些教材的主要內(nèi)容包括：研究的共同價(jià)值、研究計(jì)劃、研究的展開、研究報(bào)告與檢測(cè)、研究環(huán)境的重要性，利益沖突與利益分配，同事互相檢測(cè)，制定學(xué)術(shù)道德真實(shí)性檢測(cè)制度，學(xué)術(shù)不端行為的范圍界定，調(diào)查體系及展開過程，保護(hù)舉報(bào)者的措施等。

其中，a、b、c的表示見式（9）到式（11）。

根據(jù)LDO傳遞函數(shù)來區(qū)分其輕載與重載。

式中：p-3dB為主極點(diǎn)；pnd為次極點(diǎn)。

此時(shí)，電路主極點(diǎn)由輸出電容和輸出電路等效阻抗組成，次極點(diǎn)出現(xiàn)在EA1 的高阻抗輸出節(jié)點(diǎn)。使用Buffer 來隔離誤差放大器和功率管MP 柵極的寄生電容，所以C1是一個(gè)較小值。

由式（13）可知，在高負(fù)載情況下，電路同樣存在兩個(gè)極點(diǎn)，即1/gmp Ro1CC Roeq和gmp CC/C1CL。在大電流負(fù)載時(shí)，環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)的最大單位增益帶寬頻率為ωu,max=Gm/Cc，相對(duì)于負(fù)載電流的變化，其是固定的。由于次級(jí)點(diǎn)的頻率總大于單位增益帶寬［9］，所以主環(huán)路單位增益頻率內(nèi)只有一個(gè)極點(diǎn)。此外，次極點(diǎn)隨著負(fù)載電流的增加而增加，這意味著LDO 的相位裕度和穩(wěn)定性會(huì)隨著負(fù)載電流的增加而提高。

根據(jù)式（12）和式（13）可將LDO 簡(jiǎn)化為一個(gè)二階系統(tǒng)，LDO的傳遞函數(shù)可簡(jiǎn)寫為式（14）。

由式（12）得到LDO 在不同負(fù)載電流下的最穩(wěn)定情況，確保補(bǔ)償電容Cc的設(shè)計(jì)值能使LDO 在整個(gè)負(fù)載電流范圍內(nèi)都保持穩(wěn)定。對(duì)二階系統(tǒng)來說，相位裕度最小處的穩(wěn)定性最差。本電路的相位裕度表示為式（15）。

式中：ωu為單位增益帶寬，ωu/pnd越小，系統(tǒng)的PM就越大，系統(tǒng)就越穩(wěn)定。

建立一個(gè)描述系統(tǒng)相位裕度的函數(shù)，見式（16）。

將式（12）中的主極點(diǎn)代入式（14）中，系統(tǒng)相位裕度函數(shù)見式（17）。

對(duì)式（17）求極值，得最小相位裕度的函數(shù)表達(dá)，見式（18）。

將式（18）代入式（15），得到最小相位裕度的函數(shù)表達(dá)，見式（19）。

可推導(dǎo)出最小相位裕度時(shí)的補(bǔ)償電容CC表示，見式（20）。

由此可知，補(bǔ)償電容與EA1輸出點(diǎn)的寄生電容有關(guān)。在EA1 輸出點(diǎn)與功率管柵極之間加入Buffer，能減小輸出點(diǎn)的寄生電容。全電流范圍內(nèi)的電路相位裕度如圖7 所示，僅使用約10 pF 補(bǔ)償電容就可使電路在全電流范圍內(nèi)保持穩(wěn)定。

圖7 全電流范圍相位裕度

3 仿真結(jié)果

本研究設(shè)計(jì)的LDO 是基于華虹0.35 μm BCD工藝來完成電路設(shè)計(jì)的，采用Cadence 軟件對(duì)其進(jìn)行仿真驗(yàn)證。LDO的輸入電壓（VIN）為3～24 V、輸出電壓為5.4 V（VIN＞5.8 V）、負(fù)載電流為0～260 mA、片外電容為1 μF。

在不同工藝角下，分析輸出電壓隨輸入電壓的變化情況，分別在空載、10 mA、250 mA 負(fù)載條件下進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果如圖8 所示，最差的情況出現(xiàn)在SS最大負(fù)載電流為250 mA 時(shí)，此時(shí)的電源電壓調(diào)整率為0.61 mV/V。

圖8 輸出電壓隨電源電壓變化曲線

在不同工藝角下，測(cè)試LDO輸出隨負(fù)載的變化情況，分別在12 V、24 V 負(fù)載條件下進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果如圖9 所示，最差情況為FF12 V，負(fù)載調(diào)整率為60 μV/mA。

圖9 輸出電壓隨負(fù)載電流變化曲線

為驗(yàn)證負(fù)載的瞬態(tài)響應(yīng)特性，設(shè)置負(fù)載電流為0～250 mA、時(shí)間跳變?yōu)?.5 μs，結(jié)果如圖10 所示，LDO 瞬態(tài)特性仿真結(jié)果如圖11 所示。輸出下沖電壓為22.9 mV、過沖電壓為13.0 mV。穩(wěn)定時(shí)間均在3 μs左右，LDO具有較好的瞬態(tài)響應(yīng)特性。

圖10 負(fù)載跳變

圖11 LDO瞬態(tài)響應(yīng)

將設(shè)計(jì)的LDO電路應(yīng)用于一款電壓模PWM控制器中，LDO 電路的整體版圖如圖12 所示，版圖大小為1 167 μm×608 μm，滿足整體電路的面積要求。

圖12 LDO版圖

本研究設(shè)計(jì)的LDO 與其他已發(fā)表文獻(xiàn)中設(shè)計(jì)的LDO 主要參數(shù)對(duì)比見表1。由表1 可知，本研究提出的LDO采用寬電壓范圍偏置，擁有較寬的輸入電源范圍（6～24V），這得益于雙環(huán)路在更大范圍的負(fù)載波動(dòng)情況下?lián)碛休^好的瞬態(tài)響應(yīng)，過沖電源僅為13.0 mV。

表1 與其他文獻(xiàn)中LDO的性能對(duì)比

4 結(jié)語

本研究基于華虹0.35 μm BCD 工藝，設(shè)計(jì)出一款用于DC-DC 電源管理芯片的寬電壓范圍快速瞬態(tài)響應(yīng)的低壓差線性穩(wěn)壓器。針對(duì)DC-DC 電源管理芯片的特殊應(yīng)用環(huán)境，使用寬電源電壓偏置與誤差放大器，確保整個(gè)LDO 工作在6～24 V 的電源電壓范圍內(nèi)。為應(yīng)對(duì)負(fù)載的頻繁快速變化，使用雙環(huán)路結(jié)構(gòu)來提升系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)，而Ahuja 補(bǔ)償結(jié)構(gòu)使電路在大電容負(fù)載條件下將相位裕度在全電流范圍內(nèi)保持在60°以上。經(jīng)仿真驗(yàn)證，LDO 的電源電壓調(diào)整率為0.61 mV/V、負(fù)載調(diào)整率為60 μV/mA，且在電流從0 mA 突變到250 mA 時(shí)，輸出電壓過沖與下沖均小于35 mV，達(dá)到快速響應(yīng)的要求，整個(gè)LDO 版圖面積為1 167 μm×608 μm，符合整體架構(gòu)所分配的面積要求。