李嘉靚， 齊 磊， 詹良濤， 張翔宇， 單天培， 沈 弘， 焦重慶

(新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室(華北電力大學(xué))，北京 102206)

0 引 言

隨著國家"雙碳"戰(zhàn)略目標的提出,電力企業(yè)亟需推動產(chǎn)業(yè)升級,構(gòu)建以新能源為主體的新型電力系統(tǒng)[1-4]。大規(guī)模可再生能源的接入與消納,需要提高并網(wǎng)方式的靈活性,也對電網(wǎng)的調(diào)節(jié)能力提出了更高的要求?；诮^緣柵雙極型晶體管(insulatedgate bipolar transistor,IGBT)的柔性直流輸電技術(shù)以其高度的可控性、可靠性與靈活的運行方式,成為大規(guī)模風(fēng)電場并網(wǎng)、大電網(wǎng)柔性互聯(lián)的最佳方式之一,具有廣闊的應(yīng)用前景[5-8]?；旌鲜街绷鲾嗦菲魇侨嵝灾绷麟娋W(wǎng)中故障清除的有效手段,提高了電網(wǎng)的安全性與可靠性[9-14]。

混合式直流斷路器通過控制半導(dǎo)體組件內(nèi)IGBT可以快速轉(zhuǎn)移和切除故障電流,大量IGBT的驅(qū)動則需要外界提供能量[15-18]。供能系統(tǒng)對于確保直流斷路器的正常工作是極其重要的,然而在直流斷路器內(nèi)實現(xiàn)供能卻又非常困難。與MMC直接電容取電的供能方式不同,直流斷路器大部分時間處于閉合狀態(tài),設(shè)備上沒有電壓,無法直接從高電勢中獲取能量。此外,半導(dǎo)體組件數(shù)量過多,其空間、電位分布復(fù)雜,對供能系統(tǒng)的多路輸出能力提出了更高的要求。

工頻磁耦合供能方式是目前最適合混合式直流斷路器的一種高電位分布式供能方案[19-21]。磁耦合供能的核心是電流穿過磁環(huán),利用磁環(huán)電磁感應(yīng),把電能通過隔離的形式供到每一級負載上,如圖1所示。磁環(huán)隔離供能系統(tǒng)的多輸出有串聯(lián)和并聯(lián)兩種不同的耦合模式,考慮到成本和可靠性,現(xiàn)有的供能系統(tǒng)都是采用僅需要一根高壓電纜串聯(lián)的模式。然而串聯(lián)模式下負載不均衡問題對供電可靠性的影響不可忽視,等效負載在實際工況中的變化引起對地隔離變壓器的輸出波動,進而導(dǎo)致端口輸出功率不穩(wěn)定。以負載掉電為例,掉電側(cè)磁環(huán)副邊等效阻抗增大,導(dǎo)致該部分磁環(huán)分壓過大,其余串聯(lián)負載汲取的功率不足。

圖1 工頻供能系統(tǒng)拓撲

除了輸出端口處于極端的暫態(tài)過程以外,磁環(huán)做工差異造成磁環(huán)參數(shù)的區(qū)別,不同驅(qū)動母線電容值的區(qū)別,都會對負載的一致性構(gòu)成影響。因此一旦負載發(fā)生波動,工頻供能系統(tǒng)中負載的功率就無法實現(xiàn)自均衡,嚴重時還會出現(xiàn)取能失敗的情況。

現(xiàn)有文獻并未關(guān)注直流斷路器供能系統(tǒng)的負載不均衡問題。本文在工頻磁耦合供能系統(tǒng)的基礎(chǔ)上,提出了一種運用電力電子主動調(diào)控手段實現(xiàn)負載自均衡的方法,使系統(tǒng)在保證可靠性的同時,減小無功損耗與設(shè)備體積,最后通過仿真說明了本方案的有效性。本文研究結(jié)果可以對高電位供能系統(tǒng)的負載均衡提供理論支持。

1 負載均衡整體技術(shù)路線

1.1 現(xiàn)有解決措施

對于當(dāng)前工程上所應(yīng)用的工頻供能系統(tǒng),有學(xué)者提出在隔離變壓器高壓側(cè)串接大容量電抗器的方案以實現(xiàn)負載均衡,如圖1(a)所示。所選電抗器的電感值遠遠大于后端串聯(lián)磁環(huán)的等效電感,因此在負載變化時磁環(huán)側(cè)的等效阻抗變化在整個系統(tǒng)中很小,系統(tǒng)中的電流維持在穩(wěn)定狀態(tài),即等效成恒流源輸出。回路中的電流幅值和頻率不變,磁環(huán)所感應(yīng)的電壓也不變,從而穩(wěn)定負載上的電壓。

圖2對比了原拓撲與該方案中磁環(huán)輸出電壓受負載掉電的影響程度。Udc1～Udc4分別表示磁環(huán)1～磁環(huán)4的輸出電壓。

圖2 大容量電抗器負載均衡比較

如圖2(a)所示,無均衡措施下,0.5 s時負載1掉電,負載2、4上的電壓有所下降,在此基礎(chǔ)上0.7 s時負載3掉電,負載2、4上的電壓下降更加劇烈。在圖2(b)中,串接大容量電抗器對穩(wěn)定電壓有一定的效果,兩次負載掉電下,非掉電側(cè)磁環(huán)電壓波動較小,掉電側(cè)磁環(huán)電壓基本可以達到穩(wěn)定。

然而大容量電抗器給供能系統(tǒng)帶來恒定電流的同時還帶來了大量的無功損耗,整個系統(tǒng)功率因數(shù)較低。電抗器的接入還需要增大對地隔離變壓器的容量,導(dǎo)致系統(tǒng)成本增加,同時還造成了系統(tǒng)高電位設(shè)備體積過大的問題。

1.2 電力電子恒流拓撲

為了獲得地面電源側(cè)恒流源輸出特性,同時提高系統(tǒng)功率因數(shù),降低系統(tǒng)體積,本文提出了四種電力電子恒流措施,如圖3所示。拓撲3、4中,回路輸出電流大小取決于晶閘管導(dǎo)通角α,恒流拓撲通過控制晶閘管導(dǎo)通角的大小控制輸出電流i0。拓撲1、2結(jié)合了兩種恒流方案,即在串聯(lián)反并聯(lián)晶閘管的基礎(chǔ)上并聯(lián)了一個電抗器。

圖3 電力電子恒流措施

圖4 反并聯(lián)晶閘管恒流機制

半導(dǎo)體組件供能回路串接反并聯(lián)晶閘管的等效電路圖如圖5所示,圖(a)和圖(b)分別表示反并聯(lián)晶閘管串接在高電位側(cè)和低電位側(cè),隔離變壓器等效為Zm,磁環(huán)取能單元等效為Zl。

設(shè)控制角為?,在2kπ+?時刻觸發(fā)VT1,之后負載上的電壓為正半周的uin,從而得到負載上流過的電流在電壓正半周過零時,電流i0也過零,此時VT1關(guān)斷。在(2k+1)π+?時刻觸發(fā)VT2,可以得到負載上的負半周電壓和電流,如此往復(fù),負載上的電壓瞬時值如式(1)所示,其中,k=0,1,2,…。

(1)

兩種拓撲下磁環(huán)取能單元的電壓有效值與電流有效值如式(2)所示。

(2)

(3)

(4)

(5)

由此可見,串聯(lián)反并聯(lián)晶閘管控制角?的移相范圍為0～π,導(dǎo)通角α=π-?,輸出電流有效值的大小取決于導(dǎo)通角的大小。

由式(2)～式(5)可知,

Uo1=Uo2

Io1=Io2

計算兩種拓撲下系統(tǒng)的功率因數(shù),如式(6)、(7)所示。

(6)

(7)

由于Uo2≤Uin,所以cosφ1≤cosφ2,反并聯(lián)晶閘管串接在低電位側(cè)系統(tǒng)功率因數(shù)更高。

2 電氣設(shè)備建模與參數(shù)提取

2.1 磁環(huán)模型

針對工程中供能系統(tǒng)的磁環(huán)進行建模。首先使用布羅克豪斯磁性材料測量儀測量非晶鐵芯在50 Hz時的B-H曲線如圖6所示。原邊安匝區(qū)為5 A～10 A,選取線性區(qū)中B=0.6 T,此時μr=40 508,μ=40 508×4π×10-7=0.050 9。

圖6 取能磁環(huán)B-H曲線

由于磁環(huán)是原邊電流源系統(tǒng),其原邊電感不僅與磁環(huán)有關(guān),還與原邊回路有關(guān),是一個不定量,因此無法通過計算獲得磁環(huán)漏感,只能算得磁環(huán)的勵磁電感與副邊電感。磁環(huán)副邊側(cè)等效電路如圖7所示。

圖7 取能磁環(huán)等效模型

磁環(huán)原邊匝數(shù)為N1,設(shè)副邊匝數(shù)為N2,穿過磁環(huán)電流為I1,由安培環(huán)路定理得:

(8)

磁環(huán)上的單匝磁通為

(9)

磁環(huán)副邊N2匝磁鏈為

(10)

磁環(huán)副邊N2匝感應(yīng)電壓為

(11)

將磁環(huán)的伏安關(guān)系U2=Z2I2代式(7)得:

(12)

磁環(huán)側(cè)輸出電流為

(13)

將上式代入U2=Z2I2,得:

(14)

可得磁環(huán)的互感為

(15)

磁環(huán)的副邊電感為

(16)

將磁環(huán)互感代入T型等效電路,得到如下磁環(huán)電感參數(shù):

(17)

Lm=aL12=114.2 (μH)

(18)

對取能磁環(huán)二次側(cè)進行開路和短路測試,測量磁環(huán)一次側(cè)的電壓和電流,計算出磁環(huán)的漏電感和勵磁電感。

表1 磁環(huán)開路試驗

表2 磁環(huán)短路試驗

可以得出,磁環(huán)在額定電流為60 A時的勵磁電感和漏電感分別為

Lm=98.26 (μH)

Ls=38.497 (μH)

由表3可以看出,磁環(huán)勵磁電感計算結(jié)果與試驗測量結(jié)果近似,說明本文建立的工頻磁環(huán)等效電路模型以及提取的參數(shù)是有效的。

表3 勵磁電感比較

2.2 隔離變壓器模型

用阻抗分析儀測量隔離變壓器開路和短路阻抗的頻率特性,在低頻段可以忽略電容的影響,隔離變壓器工頻模型如圖8所示。

圖8 隔離變壓器工頻模型

通過開路測量的數(shù)據(jù)提取勵磁電感Lm和鐵心損耗等效電阻Rm;通過短路測量的數(shù)據(jù)提取漏電感Ls和電阻Rs。設(shè)Zoc、Zsc和θoc、θsc分別為開路測量阻抗的幅值和相角,計算公式如下:

(19)

(20)

Rs=Zsccosθsc

(21)

Rm為開路阻抗Zoc第一次并聯(lián)諧振的幅值。

由所測結(jié)果可得:

Lm=255.6 (mH)

Rm=3 661 (Ω)

Ls=7.542 (mH)

Rs=3.337 (Ω)

2.3 其他參數(shù)

轉(zhuǎn)移支路全橋子模塊共72級,考慮到5個冗余子模塊失效,以及電壓波動需要控制在±5%以內(nèi),整個回路電流不大于100 A,等效電路如圖9所示。

圖9 供能回路串接電抗等效電路圖

可列得電路方程如下:

(22)

(23)

(24)

可以計算出限流電抗取值范圍如下:

L≥0.384 mH

因此轉(zhuǎn)移支路供能回路中的限流電抗值選取0.385 mH。根據(jù)負載特性測試結(jié)果,磁環(huán)后級用24 Ω的電阻等效為負載,負載正常工作時,需要的功率為15 W。負載越小,濾波電容越大,輸出電壓平均值Ud越大,濾波電容的選擇應(yīng)該參考負載的情況,濾波電容C的計算公式如下,T為電網(wǎng)周期。

(25)

可以計算出濾波電容取值范圍如下:

C≥2.083 (mF)

經(jīng)過調(diào)試,確定整流橋輸出側(cè)的濾波電容為5 mF。

3 仿真驗證

為了比較四種拓撲的可靠性,我們對多磁環(huán)串聯(lián)結(jié)構(gòu)的負載突然增大以及負載掉電過程分別進行了仿真計算。0.5 s、0.7 s時分別設(shè)置負載1、負載3增大到42 Ω與36 Ω,由于串聯(lián)結(jié)構(gòu)下電流相等。在本節(jié)中,每個磁環(huán)所汲取的功率由磁環(huán)輸出電壓表示,負載突然增大時四種恒流拓撲下非增大側(cè)磁環(huán)輸出電壓的波形如圖10所示。

圖10 負載突然增大對功率均衡的影響

圖11為四種拓撲在負載掉電下非掉電側(cè)磁環(huán)輸出電壓的波形,0.5 s、0.7 s時分別設(shè)置負載1、負載3掉電。

圖11 負載掉電對功率均衡的影響

由仿真波形可以看出,在負載突然增大和負載掉電的情況下,四種拓撲都能起到功率均衡的效果。進一步對比四種恒流拓撲所需電源的容量、系統(tǒng)的功率因數(shù)以及成本,結(jié)果如表4所示。

表4 恒流拓撲綜合比較

系統(tǒng)成本需要考慮晶閘管、電抗器、隔離變壓器的成本,其中隔離變壓器的成本會隨著其容量的增大而升高。由表4可以看出,相同的恒流拓撲置于低電位側(cè)相較于高電位側(cè)可以對系統(tǒng)功率因數(shù)有所提升。綜上考慮,拓撲4是最適合的恒流措施。

4 結(jié) 論

本文就當(dāng)前高壓混合式直流斷路器的工頻供能系統(tǒng)負載擾動時功率汲取不均衡問題提出了四種恒流拓撲,并分別對負載突然增大與負載掉電情況下恒流拓撲的自均衡進行了仿真驗證,研究結(jié)果表明:

(1)由于磁環(huán)部分首尾串聯(lián),控制磁環(huán)原邊電流恒定能夠?qū)崿F(xiàn)規(guī)模化半導(dǎo)體組件汲取功率一定,在仿真中,高壓側(cè)串接大容量電抗器與本文所提出的四種恒流拓撲都能起到一定的負載均衡效果。

(2)鑒于串接大容量電抗器恒流所帶來的系統(tǒng)功率因數(shù)偏低、低電位隔離變壓器容量增加等問題,本文所提出的四種拓撲均采用了電力電子主動調(diào)控手段,在降低系統(tǒng)總成本以及提高系統(tǒng)功率因數(shù)上均取得了一定的成效。低電位側(cè)接入恒流拓撲相較于高電位側(cè),系統(tǒng)功率因數(shù)更高,所需隔離變壓器容量更小,其中以低電位側(cè)接反并聯(lián)晶閘管的恒流拓撲為最優(yōu)。

(3)本文是針對當(dāng)前工頻供能系統(tǒng)負載不均衡問題的新探索,所提出以工頻系統(tǒng)為基礎(chǔ),配合電力電子控制技術(shù)的策略,既滿足工頻的高可靠性,又可提高系統(tǒng)功率因數(shù),對于類似高壓設(shè)備取能問題的研究提供理論支持。

(4)針對工頻供能系統(tǒng)負載不均衡問題,除了控制磁環(huán)原邊電流,還可以通過控制磁環(huán)輸出側(cè)電壓來控制負載功率。