王 鵬,李翔宇

(桂林電子科技大學(xué) 電子信息學(xué)院,廣西 北海 536000)

矢量阻抗測量技術(shù)在儀器儀表、傳感器、通信傳輸系統(tǒng)以及PCB(Printed Circuit Board)分布參數(shù)分析等領(lǐng)域具有重要作用。在儀器儀表領(lǐng)域,矢量阻抗測量通常采用自平衡電橋法或矢量網(wǎng)絡(luò)分析法。這兩種方法主要聚焦在高測量精度以及高頻帶覆蓋范圍上[1]。矢量阻抗測量的另一重要應(yīng)用領(lǐng)域為通信設(shè)備中的發(fā)射通路,例如基站的功率控制及調(diào)節(jié)電路、通信及干擾發(fā)射機的通信保護電路、短波天線調(diào)諧電路、中波及長波天線調(diào)諧電路等。在這些領(lǐng)域中,矢量阻抗測量電路的設(shè)計重點為高輸入動態(tài)范圍、電路簡單耐用、測試速度快、可擴展性良好以及成本低廉。針對這些需求,本文設(shè)計了一款高動態(tài)范圍、體積小、測量反應(yīng)速度快且精度高的矢量阻抗測量模塊,并探討了一種經(jīng)濟實用的矢量阻抗測量方法及其主要軟硬件實現(xiàn)方法。

1 矢量阻抗測量原理

射頻阻抗的測量在原理上需要得到參考端口上的矢量電壓與矢量電流,再經(jīng)過計算得出其阻抗數(shù)值。矢量電壓與電流的直接測量較困難,而且負載存在失配情況,導(dǎo)致矢量電壓與電流的變化范圍較大。因此,在實際工程中多采用間接測量的方法對矢量阻抗的相關(guān)參數(shù)進行測量,然后通過計算得出其阻抗值[2]。研究人員結(jié)合理論與實踐,建立了多種工程應(yīng)用阻抗測量的方法,其中每種方法都有其特點和其較適合的應(yīng)用范圍。本文采用定向耦合器讀取發(fā)射時的正向功率與反向功率,電路原理如圖1所示[3]。

圖1 定向耦合器電路原理Figure 1．Principle of directional coupler circuit

1.1 定向耦合器原理

定向耦合器由兩組變壓器以及電阻衰減網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成[4]。利用變壓器原理,電流在線圈內(nèi)形成磁場,交流電在線圈內(nèi)形成交變磁場,交變磁場使線圈內(nèi)形成交變電流[5],根據(jù)磁通勢原理,線圈的匝數(shù)與線圈內(nèi)電流成反比,與電壓成正比[6]。

在圖1中,T1為電流取樣變壓器,T2為電壓取樣變壓器,兩個變壓器完全相同,匝數(shù)比為1∶N,R1=R2=Z0=50 Ω,Z0為傳輸線路的特性阻抗。根據(jù)傳輸線理論,RF輸出端的電壓、電流為

(1)

式中,U0為RF輸出端的電壓;I0為RF輸出端的電流;Ufwd為入射電壓;Ifwd為入射電流;Uref為反射電壓;Iref為反射電流[7]。

電流取樣變壓器T1的1～2端僅為1匝,其感抗與等效電阻較小,等效電阻不到0.1 Ω,與R1、R2的50 Ω阻值相比,可忽略不計。因此,電流取樣變壓器T1的3～4端的負載阻抗為R1、R2的并聯(lián)(即Z0/2)[8],其等效電路如圖2所示。

圖2 T1、T2的等效電路Figure 2. Equivalent circuit of T1 and T2

(2)

式中,IT1為T1的等效電流;Ifwd為入射電流;Iref為反射電流;N為變壓器匝比。

同理,電壓取樣變壓器T2的負載阻抗為R1、R2的串聯(lián)(即2Z0),其等效電路如圖2所示。

(3)

式中,UT2為T2的等效電壓;Ufwd為入射電壓;Uref為反射電壓;N為變壓器匝比。

電阻R1、R2的取樣電壓值UR1、UR2分別為

(4)

(5)

式中,UR1為電阻R1的取樣電壓;UR2為電阻R2的取樣電壓;IT1為T1的等效電流;Z0為50 Ω特性阻抗;UT2為T2的等效電壓;Ufwd為入射電壓;Uref為反射電壓;N為變壓器匝比。

從上述推導(dǎo)過程可以看出,從取樣點取出的射頻電壓(射頻功率)與正向電壓(功率)、反向電壓(功率)成變比關(guān)系,故只要取樣到這兩點的功率值即可求出被測阻抗的電壓駐波比VSWR(Voltages Standing Wave Ratio)[9]。

1.2 阻抗測量計算原理

本文采用對數(shù)放大器AD8306對正反向功率進行取樣。AD8306的輸入動態(tài)范圍為(-91～9 dBm),輸出電壓斜率為20 mV·dB-1。只要符合AD8306的動態(tài)線性范圍內(nèi)的輸入功率都可以被AD8306轉(zhuǎn)換成為線性直流電壓,再通過A/D轉(zhuǎn)換器(Analog to Digital Converter)進行轉(zhuǎn)換,就可以精確測量出正向功率Pfwd與反向功率Pref。

反射系數(shù)為

(6)

式中,Γ為反射系數(shù);Pfwd為正向功率;Pref為反向功率。

進而計算出駐波比

(7)

式中,VSWR為電壓駐波比;Γ為反射系數(shù);Pfwd為正向功率;Pref為反向功率[10]。

最終取樣結(jié)果由兩個測量點取值的比值構(gòu)成,比值可以消除硬件在頻段內(nèi)的衰減和增益誤差,所以該計算方式適用于實際的測量系統(tǒng)。比值測量可以忽略微小的線路誤差以及測量誤差,對設(shè)計電路具有較好的魯棒性。由于AD8306提供了100 dB的動態(tài)范圍,因此當射頻輸入功率范圍為20～1 000 W(43～60 dBm)時,通過定向耦合器衰減33 dB后對應(yīng)10 mW(10 dBm)、500 mW(27 dBm)。此時通過對后端T型衰減網(wǎng)絡(luò)進行合理設(shè)計,系統(tǒng)即可覆蓋20～1 000 W的功率測量范圍,從而實現(xiàn)高動態(tài)范圍的設(shè)計要求。

被測矢量阻抗為

(8)

式中,ZL為被測阻抗;Z0為50 Ω特性歸一化阻抗;ZΓ為反射系數(shù)的矢量表示。其中,ZΓ=RΓ+jXΓ,RΓ=|Γ|×cos(φ),XΓ=|Γ|×sin(φ)。前面系統(tǒng)已經(jīng)得到|Γ|值,所以只需要再得到正向功率與反向功率之間的相位差φ就可以計算出被測矢量阻抗。AD8306提供了一個幅度限制輸出管腳,可以將輸入信號的波形轉(zhuǎn)化成方波并進行限制幅度的輸出[11]。利用這一特性,對輸出的方波進行整形并進行數(shù)字異或運算,可以得到入射信號與反射信號的相位差φ[12]。將相位差φ轉(zhuǎn)換為輸出矩形波信號的占空比,再對此矩形波信號進行低通濾波(相當于進行積分)即可得到相位差φ值。被測值直接轉(zhuǎn)換為直流電平,可以用A/D芯片直接讀取。相位差φ值的讀取過程如圖3所示。

圖3 相位差φ值的讀取過程 Figure 3. Phase difference φ value reading process

相位差φ值為0 °～180 °,得到相位差φ值后,還要對φ值進行容性或感性判斷(取正或取負)[13]。在感性阻抗下,電壓信號超前電流信號,在容性阻抗下,電壓信號滯后電流信號[14]。若判斷為容性阻抗,則對φ值進行取負操作。判斷方法為相位值通過一個開關(guān)控制進行兩次取值,第1次為正常取值,第2次為將反射信號翻轉(zhuǎn)(相當于相位移動90°)再進行取值。利用D觸發(fā)器記錄相位移動前后產(chǎn)生上升沿或者下降沿突變,如果產(chǎn)生突變就為容性,對φ值進行取負;如果沒有產(chǎn)生突變就為感性,正常取φ值。電路實現(xiàn)如圖4所示。

圖4 讀取相位差φ值以及判斷容性感性的電路實現(xiàn)Figure 4. Circuit realization of reading phase difference φ value and judging capacitive or inductive

2 軟硬件實現(xiàn)方法及模塊的設(shè)計實現(xiàn)與測試

硬件實現(xiàn)設(shè)計主要由3部分構(gòu)成,分別是:1)定向耦合器及衰減網(wǎng)絡(luò)電路;2)AD8306正反向功率對數(shù)放大電路;3)相位差φ值取值以及容性感性判斷電路。定向耦合器與衰減網(wǎng)絡(luò)根據(jù)所要測量的頻率以及功率大小進行確定,器件的功率承受范圍需留有余量。實際的硬件模塊如圖5所示。

圖5 硬件電路Figure 5. Hardware circuit

在軟件設(shè)計上,需要在電路固定后對相位差φ值進行定標。將負載設(shè)計為開路或者短路,開路時為180 °所對應(yīng)的φ值,記錄A/D讀取的相位差值,同理測量負載短路時的值并記錄。定標完成后即可把參數(shù)固化在測量程序之中。程序?qū)崿F(xiàn)方法如下文所示[15]。

Iinput:MagA:正向取樣讀取的電壓值;

Iinput:MagB:反向取樣讀取的電壓值;

Iinput:phase_degree:讀取的相位值。

1:magdb=(MagA-MagB)計算出正向功率與反向功率的差值,以DB表示;

2:|Γ|=pow(10,-magdb)把差值轉(zhuǎn)化成為反射系數(shù);

3:swr=(1+|Γ|)/(1-|Γ|)利用反射系數(shù)計算駐波比;

4:|Γ|·i=|Γ|×cos(Pi×phase_degree/180) 計算出反射系數(shù)的實部;

5:|Γ|·j=|Γ|×sin(Pi×phase_degree/180) 計算出反射系數(shù)的虛部;

6:ZΓ=RΓ+jXΓ=50(1+|Γ|·i+|Γ|·j)/(1-|Γ|·i-|Γ|·j)。

利用式(8)求出被測阻抗的矢量值[16]。

經(jīng)測試,在1～60 MHz范圍內(nèi),矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量結(jié)果與本文的測量結(jié)果比較[17]如圖6所示。其中,power為本文設(shè)計,VNA為矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量,被測矢量阻抗為1.8 m鞭天線。

圖6 本文設(shè)計與網(wǎng)絡(luò)分析儀性能比較Figure 6. Performance comparison between the proposed method and network analyzer

通過對實驗驗證板的測試可知,當輸入信號功率達到-5 dBm時,本文驗證系統(tǒng)所有頻點測量準確且測試結(jié)果穩(wěn)定。當輸入信號功率在-6～-10 dBm時,部分頻點測量準確,部分頻點阻抗測量不準確。當輸入信號功率小于-10 dBm時,所有頻點阻抗測量不準確。由此可知,本文實驗系統(tǒng)的測量信號動態(tài)范圍的下限為-5 dBm。由于本文實驗系統(tǒng)中的定向耦合器為自行繞制,故在測試中連續(xù)接入47 dBm的信號,系統(tǒng)可準確測量并穩(wěn)定工作。當輸入信號為48～50 dBm時,系統(tǒng)可正常測量并短時間工作。長時間工作后定向耦合器發(fā)熱,當工作超15 min后,定向耦合器發(fā)熱嚴重,同時其阻抗發(fā)生變化,信號反射增加,對發(fā)射機可能造成影響。

最終測得本文實驗系統(tǒng)的工作動態(tài)范圍為-5～47 dBm,實現(xiàn)了超過50 dB的測量動態(tài)范圍。同時,通過測量與計算可以得出,如果合理調(diào)整定向耦合器[18],例如加大磁環(huán)尺寸、加粗繞線,測量系統(tǒng)有能力承受更高功率并達到更高的動態(tài)范圍。利用本文測量系統(tǒng)方案,開發(fā)出400 W短波天線調(diào)諧器阻抗測量與監(jiān)控電路以及20 W短波天線調(diào)諧器阻抗測量電路等應(yīng)用,應(yīng)用場景如圖7所示。本文設(shè)計從20 W覆蓋到400 W,充分展示了本文系統(tǒng)高動態(tài)范圍的特點。

(a)

3 結(jié)束語

本文利用定向耦合器作為矢量阻抗測量模塊的核心,具有電路簡單、誤差小和測量精度高的特點,且具有較高的動態(tài)范圍。本文設(shè)計的實驗驗證板在實測中信號動態(tài)范圍達到了-5～47 dBm,實現(xiàn)了超過50 dB的測量動態(tài)范圍。通過優(yōu)化模塊電路,有能力實現(xiàn)-20～60 dBm的接近80 dB實測動態(tài)范圍[19]。通過模塊化的電路設(shè)計,可以使檢測電路實現(xiàn)體積小、測試速度快以及效率高等優(yōu)點。測試輸出直接為數(shù)字信號,可以與控制系統(tǒng)終端或嵌入式終端直接相連。模塊化數(shù)字輸出的使用方式適用于各種天線系統(tǒng)的測量和調(diào)配場景[20],可獨立形成一個小型化的測試系統(tǒng)。同時,該模塊也能較好地適配各種通信設(shè)備,可以作為通信發(fā)射機的天線監(jiān)測或功率強度控制部件。本文設(shè)計作為模塊化部件,有效提高了通信發(fā)射機對于各種不同的使用場景的適應(yīng)能力,例如機載、艦載或車載等不同的天線狀況,對通信發(fā)射機的使用和維護具有重要意義。該測量模塊也可以應(yīng)用于簡易網(wǎng)絡(luò)分析儀、阻抗測試模塊等方向,具有良好的應(yīng)用與擴展性以及較高的實用價值。