謝仕宏，梁榮茂，梁力

（陜西科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，西安 710021）

隨著變頻技術(shù)的發(fā)展，三相異步電動(dòng)機(jī)有了優(yōu)越的調(diào)速性能，被廣泛應(yīng)用于工業(yè)生產(chǎn)和交通運(yùn)輸中.在有著較高的調(diào)速性能的同時(shí)，現(xiàn)在也在追求更低成本、更小能耗、更小體積的變頻裝置.傳統(tǒng)的電壓源型交直交三相六開關(guān)變頻器已經(jīng)廣泛應(yīng)用在三相異步電動(dòng)機(jī)的調(diào)速過程中，利用IGBT的特點(diǎn)傳統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能夠滿足大部分情況下的調(diào)速要求.基于此經(jīng)典拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，進(jìn)一步衍生出了減少IGBT的使用數(shù)量的三相四開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).在文獻(xiàn)［1］中分析了三相四開關(guān)的可行性，驗(yàn)證了兩相變頻對于三相異步電動(dòng)機(jī)具有可行性.但三相四開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仍需要四個(gè)IGBT 進(jìn)行兩相逆變.改進(jìn)的DTC 控制策略在一定程度上減少了電機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)以及降低了逆變器輸出的電流諧波［2-4］.在文獻(xiàn)［5］和文獻(xiàn)［6］中提出了一種變頻器和感應(yīng)電機(jī)能量回饋的思路，基于傳統(tǒng)交直交三相六開關(guān)變頻拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證.在文獻(xiàn)［7］中提出了一種基于疊加原理合成所需矢量的PWM 過調(diào)制策略，使得三相四開關(guān)逆變器輸出平衡的三相電壓.在文獻(xiàn)［8］中提出了一種基于晶閘管和IGBT的三相整流和逆變的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，驗(yàn)證了該結(jié)構(gòu)的可行性.

在文獻(xiàn)［9］中提出了一種通過并聯(lián)逆變器提高電能質(zhì)量的新方法，實(shí)現(xiàn)了在弱電網(wǎng)環(huán)境下對電能質(zhì)量的治理.直接轉(zhuǎn)矩控制策略應(yīng)用于多相電機(jī)有了更多思路，結(jié)合新的開關(guān)表、虛擬電壓矢量和預(yù)測控制策略，使得轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)有效的減少［10-12］.在文獻(xiàn)［13-15］中依次提到了，三相四開關(guān)新的應(yīng)用方向即用戶側(cè)的容錯(cuò)應(yīng)用、無速度傳感器的DTC 控制和DTC 結(jié)合智能控制算法的策略.在文獻(xiàn)［16］中在傳統(tǒng)三相四開關(guān)拓?fù)渖咸岢隽艘环N新的FCS-MPC 控制策略，為四開關(guān)在容錯(cuò)領(lǐng)域應(yīng)用提供了一種新的思路.在原有拓?fù)潆娐飞线M(jìn)行控制算法的改進(jìn)，可以使傳統(tǒng)控制策略得到優(yōu)化，進(jìn)而提升電機(jī)的工作性能［17-20］.

本文提出一種新的交直交電壓型變頻電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).采用4 個(gè)晶閘管、2 個(gè)IGBT 及8 個(gè)二極管構(gòu)成的逆變結(jié)構(gòu)代替由4 個(gè)IGBT 的構(gòu)成的逆變結(jié)構(gòu).對該新式的交直交變頻電路拓?fù)涞脑?、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、帶負(fù)載時(shí)的能量回饋、IGBT 和晶閘管的開關(guān)時(shí)序等進(jìn)行了研究分析，建立了基于八電壓矢量的直接轉(zhuǎn)矩仿真模型.仿真結(jié)果表明，該新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了傳統(tǒng)四開關(guān)逆變電路的功能，也驗(yàn)證了八電壓矢量在新拓?fù)涞目尚行?

1 三相電機(jī)兩相變頻電路結(jié)構(gòu)及工作原理

基于晶閘管及IGBT 混合的三相電機(jī)兩相變頻控制拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示.圖1 所示的三相電機(jī)兩相交直交變頻電路結(jié)構(gòu)由晶閘管（VT1～VT4）、絕緣柵型雙極性晶體管（IGBT1和IGBT2）和二極管（D1～D8）組成.電機(jī)U、V 相與逆變橋臂連接，電機(jī)W 相繞組與電容中性點(diǎn)相連.當(dāng)VT1、IGBT1和D4導(dǎo)通時(shí)，電流由直流母線正極流入電機(jī)U 相，D2、D4為其續(xù)流回路.當(dāng)D3、IGBT1和VT2導(dǎo)通時(shí)，電流由電機(jī)U 相流出，流入直流母線負(fù)極，D1、D3為其續(xù)流回路.電機(jī)V相繞組導(dǎo)通原理與電機(jī)U繞組導(dǎo)通原理相同.

圖1 基于晶閘管及IGBT混合的三相電機(jī)兩相變頻控制拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of two-phase frequency conversion control of threephase motor based on thyristor and IGBT mixture

1.1 新拓?fù)淠孀儾糠帜芰總鬏斈Ｊ?/h3>

晶閘管和IGBT 混合的四開關(guān)交直交變頻電路經(jīng)過不控整流之后，經(jīng)過逆變部分實(shí)現(xiàn)輸出兩相互差60°的交流電壓.通過兩個(gè)晶閘管共用一個(gè)IGBT實(shí)現(xiàn)開關(guān)器件完全可控即晶閘管開通時(shí)對應(yīng)IGBT一定開通.圖2 所示為三相電機(jī)兩相變頻電路在不同開關(guān)組合下的能量傳輸模式.

圖2 新四開關(guān)拓?fù)淠孀儾糠值哪芰總鬏斈Ｊ紽ig. 2 Energy transfer mode of the inverting part of the new four-switch topology

（1）圖1 所示電路的晶閘管VT1開通，此時(shí)能量傳輸方向?yàn)椋弘娙軨1正端—VT1—IGBT1—D4—異步電機(jī)U 相，電容C1負(fù)端—D6—D8—異步電機(jī)V 相，或者異步電機(jī)V 相—D8—D6—電容C1負(fù)端，異步電機(jī)W相—兩電容中點(diǎn).能量傳輸如圖2（a）所示.

（2）圖1 所示電路的晶閘管VT1、VT3開通，此時(shí)能量傳輸方向?yàn)椋弘娙軨1正端—VT1—IGBT1—D4—異步電機(jī)U 相，電容C1正端—VT3—IGBT2—D8—異步電機(jī)V 相，異步電機(jī)W 相—兩電容中點(diǎn).能量傳輸如圖2（b）所示.

（3）圖1 所示電路的晶閘管VT1、VT4開通，此時(shí)能量傳輸方向?yàn)椋弘娙軨1正端—VT1—IGBT1—D4—異步電機(jī)U 相，異步電機(jī)V 相—D7—IGBT2—VT4—電容C2負(fù)端，兩電容中點(diǎn)—異步電機(jī)W 相.能量傳輸如圖2（c）所示.

（4）圖1 所示電路的晶閘管VT3開通，此時(shí)能量傳輸方向?yàn)椋篣DC+—VT3—IGBT2—D8—異步電機(jī)V相，電容C2正端—D2—D4—異步電機(jī)U 相，異步電機(jī)W相—兩電容中點(diǎn).能量傳輸如圖2（d）所示.

（5）圖1 所示電路的晶閘管VT2開通，此時(shí)能量傳輸方向?yàn)椋寒惒诫姍C(jī)U 相—D3—IGBT1—VT2—電容C2負(fù)端，異步電機(jī)V相—D7—D5—電容C1正端，兩電容中點(diǎn)—異步電機(jī)W相.能量傳輸如圖2（e）所示.

（6）圖1 所示電路的晶閘管VT4開通，此時(shí)能量傳輸方向?yàn)椋寒惒诫姍C(jī)U 相—D3—D1—UDC+，異步電機(jī)V 相—D7—IGBT2—VT4—電容C2負(fù)端，兩電容中點(diǎn)—異步電機(jī)W相.能量傳輸如圖2（f）所示.

（7）圖1 所示電路的晶閘管VT2、VT4開通，此時(shí)能量傳輸方向?yàn)椋寒惒诫姍C(jī)U相—D3—IGBT1—VT2—電容C2負(fù)端，異步電機(jī)V 相—D7—IGBT2—VT4—電容C2負(fù)端，兩電容中點(diǎn)—異步電機(jī)W 相.能量傳輸如圖2（g）所示.

（8）圖1 所示電路的晶閘管VT2、VT3開通，此時(shí)能量傳輸方向?yàn)椋寒惒诫姍C(jī)U相—D3—IGBT1—VT2—電容C2負(fù)端，UDC+—VT3—IGBT2—D8—異步電機(jī)V相，兩電容中點(diǎn)—異步電機(jī)W 相.能量傳輸如圖2（h）所示.

1.2 新拓?fù)淠孀儾糠珠_關(guān)狀態(tài)

通過分析圖2的能量傳輸狀態(tài)，可以推導(dǎo)出表1所示三相電機(jī)兩相變頻電路的開關(guān)時(shí)序和開關(guān)狀態(tài)表.圖3 為晶閘管VT1～VT4及IGBT1和IGBT2的開關(guān)時(shí)序圖.規(guī)定四個(gè)晶閘管VT1～VT4導(dǎo)通時(shí)為1，關(guān)斷時(shí)為0.建立表1所示的新型交直交變頻器逆變部分的開關(guān)狀態(tài)表.其中有八個(gè)有效電壓矢量分別為（1000）、（1010）、（0010）、（0110）、（0100）、（0101）、（0001）和（1001），根據(jù)這八個(gè)電壓矢量畫出矢量圖如圖4 所示.在晶閘管導(dǎo)通的半個(gè)周期內(nèi)，對應(yīng)IGBT采用PWM調(diào)整，以減小輸出電壓諧波分量.

表1 新型交直交變頻器逆變部分的開關(guān)狀態(tài)表Tab. 1 Switch state of the inverter part of the new AC-DC-AC converter

圖3 新拓?fù)淠孀儾糠值拈_關(guān)時(shí)序Fig. 3 Switching sequence of the inverting part of the new topology

圖4 八電壓矢量圖Fig. 4 Eight-voltage vector diagram

2 基于八電壓矢量的直接轉(zhuǎn)矩控制策略

四開關(guān)兩相直接轉(zhuǎn)矩控制是將一相從直流母線兩電容中點(diǎn)引出、將電壓和電流進(jìn)行坐標(biāo)變換和分析得到八電壓矢量表.根據(jù)文獻(xiàn)［21］中的方法結(jié)合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)得出雖然同樣需要6 個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，但其中兩個(gè)信號(hào)來源于同橋信號(hào)變換，即有4個(gè)有效驅(qū)動(dòng)信號(hào)即可.在晶閘管和IGBT配合時(shí)要前者先于后者關(guān)斷且需要考慮晶閘管的關(guān)斷時(shí)間.拓?fù)潆娐吩贗GBT旁并聯(lián)一電容，在電容的充放電時(shí)輔助晶閘管的關(guān)斷.

三相電機(jī)四開關(guān)八矢量兩相直接轉(zhuǎn)矩控制原理框圖如圖5所示.

圖5 四開關(guān)八矢量兩相直接轉(zhuǎn)矩控制原理框圖Fig. 5 Block diagram of four-switch eight-vector two-phase direct torque control

2.1 扇區(qū)劃分

根據(jù)以上論述可知，此拓?fù)涞碾妷嚎臻g矢量為8 個(gè)，且對應(yīng)的幅值不同，同時(shí)也是關(guān)于V4V8向量對稱的.這種模式下8 個(gè)固有電壓矢量對復(fù)平面進(jìn)行劃分而形成8 個(gè)扇區(qū)，各扇區(qū)占據(jù)的角度存在差異性且可以分為兩類60°扇區(qū)和120°扇區(qū).根據(jù)此結(jié)果可推斷出該四開關(guān)逆變器的矢量控制模式下，扇區(qū)劃分不均勻且矢量幅值不一致，導(dǎo)致選擇過程變得很繁瑣.在直接轉(zhuǎn)矩控制下可能會(huì)導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)加劇，則應(yīng)在矢量選擇時(shí)考慮盡量不要選擇使轉(zhuǎn)矩幅值劇烈變化的電壓矢量.八矢量扇區(qū)分布如圖4所示.

2.2 電壓矢量選擇

電壓矢量選擇單元通過滯環(huán)調(diào)節(jié)單元得到的磁鏈調(diào)節(jié)指令ψQ和轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)指令TQ，及當(dāng)前磁鏈所在扇區(qū)θ（k），設(shè)置電壓矢量選擇表，在此基礎(chǔ)上選擇適宜的開關(guān)信號(hào)對逆變器進(jìn)行控制.由于使用八電壓矢量會(huì)存在可以選擇多個(gè)電壓矢量的情況，且由于存在120°的扇區(qū)會(huì)存在位于某個(gè)中間角度時(shí)為矢量選擇的分界線，使前后選擇的矢量不盡相同.此時(shí)應(yīng)該列出可能的矢量，在接下來的仿真中進(jìn)一步選擇最合適的電壓矢量［22-23］.在具體選擇時(shí)應(yīng)該避免選擇使磁鏈和轉(zhuǎn)矩變換過大的電壓矢量.

在此研究過程中以θ（1）扇區(qū)為例，并假設(shè)磁鏈逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)，則：

當(dāng)ψQ=1，TQ=1，需增加定子磁鏈，增加電磁轉(zhuǎn)矩，選用電壓矢量V1；

當(dāng)ψQ=1，TQ=0，需增加定子磁鏈，減小電磁轉(zhuǎn)矩，選用電壓矢量V8；

當(dāng)ψQ=0，TQ=1，需減小定子磁鏈，增加電磁轉(zhuǎn)矩，選用電壓矢量V4；

當(dāng)ψQ=0，TQ=0，需減小定子磁鏈，減小電磁轉(zhuǎn)矩，選用電壓矢量V6；

其他扇區(qū)同理，則可得出三相電機(jī)兩相直接轉(zhuǎn)矩控制的電壓矢量選擇表如表2所示.

表2 扇區(qū)的電壓矢量選擇表Tab. 2 Voltage vector selection table of sector

2.3 八電壓矢量基本原理

由圖4 八矢量磁鏈扇區(qū)分布圖為例，可知八矢量可以分成8個(gè)扇區(qū).以第一扇區(qū)和第三扇區(qū)為例，假設(shè)參考電壓矢量Vr 的相角分別為θ1和θ2.因?yàn)橛虚_路零電壓矢量（即開關(guān)管全部關(guān)斷時(shí)的電壓矢量），則根據(jù)伏秒平衡原理則有下面的等式.

第一扇區(qū)V1和V8為例，矢量合成圖6所示.

圖6 V1和V8期望輸出電壓矢量合成圖Fig. 6 Resultant of expected output voltage vectors for V1 and V8

其中電壓矢量設(shè)為：

代入后聯(lián)立可得：

第三扇區(qū)V2和V3為例，矢量合成圖7所示.

圖7 V2和V3期望輸出電壓矢量合成圖Fig. 7 Synthesis of expected output voltage vectors for V2 and V3

同理可得：

3 仿真研究

基于上述分析和對傳統(tǒng)三相四開關(guān)逆變器的理論研究，建立交直交電壓型變頻器的逆變器-異步電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)仿真模型.仿真模型中異步電機(jī)參數(shù)（取自MATLAB 電機(jī)模塊庫4kW 電機(jī)預(yù)設(shè)值）：轉(zhuǎn)子類型：鼠籠式，PN=4 kW，UN=400 V，fN=50 Hz，Rs=1.405 Ω，ls=0.005839 h，Rr=1.395 Ω，lr=0.005839 h，Lm=0.1722 h；根據(jù)三相四開關(guān)直流側(cè)電壓利用率為0.5，取直流母線電壓VDC=800 V；電機(jī)初始轉(zhuǎn)速設(shè)定值700 r/min，在0.5 秒時(shí)增大至1000 r/min，初始負(fù)載轉(zhuǎn)矩為空載，在0.3 秒增大至26.7 N·m.異步電機(jī)轉(zhuǎn)速響應(yīng)如圖8所示.

圖8 異步電機(jī)輸出轉(zhuǎn)速波形圖Fig. 8 Output speed waveform of asynchronous motor

在圖8 和圖9 的異步電機(jī)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩圖可以看出，在新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下，應(yīng)用八電壓矢量直接轉(zhuǎn)矩控制策略可以正常啟動(dòng)成功，基本達(dá)到了給定轉(zhuǎn)速和預(yù)期轉(zhuǎn)矩.在圖10 三相電流圖中通過MATLAB 示波器模塊的測量單元測得：0.1-0.3 s 電流頻率約為25 Hz，0.3-0.5 s 電流頻率約為30 Hz，0.6-0.8 s 電流頻率約為50 Hz.通過仿真進(jìn)一步驗(yàn)證了新拓?fù)鋺?yīng)用DTC 策略的可行性，亦驗(yàn)證了新拓?fù)湓诋惒诫姍C(jī)調(diào)頻領(lǐng)域的可行性.

圖9 異步電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩圖Fig. 9 Output torque diagram of asynchronous motor

圖10 變頻電路逆變部分輸出電流波形圖Fig.10 Output current waveform of inverter part of inverter circuit

通過觀察分析可知輸出驅(qū)動(dòng)脈沖與開關(guān)時(shí)序分析時(shí)一致.異步電機(jī)轉(zhuǎn)矩波形如圖9 所示，在0～0.05 s 時(shí)間段內(nèi)電機(jī)轉(zhuǎn)矩迅速上升，啟動(dòng)轉(zhuǎn)矩波動(dòng)較大，從0.1 s 開始電動(dòng)機(jī)逐漸完成啟動(dòng)過程并趨于平穩(wěn)運(yùn)行，此后轉(zhuǎn)矩在一定范圍內(nèi)有著周期性波動(dòng).根據(jù)圖11 和圖12 異步電動(dòng)機(jī)磁鏈幅值和軌跡圖可以看到幅值基本平穩(wěn)和磁鏈軌跡基本為圓形磁鏈.通過對圖13 和14 觀察分析可知輸出驅(qū)動(dòng)脈沖與開關(guān)時(shí)序分析時(shí)一致，達(dá)到了預(yù)期開關(guān)時(shí)序目標(biāo).

圖11 定子磁鏈幅值波形圖Fig. 11 Waveform of stator flux amplitude

圖12 定子磁鏈軌跡圖Fig. 12 Stator flux locus

圖13 VT1、VT2和IGBT1驅(qū)動(dòng)脈沖圖（電機(jī)轉(zhuǎn)速1000 n/min）Fig. 13 VT1、VT2 and IGBT1 drive pulse （motor speed 1000 n/min）

圖14 VT1、VT2和IGBT1驅(qū)動(dòng)脈沖圖（電機(jī)轉(zhuǎn)速700 n/min）Fig. 14 VT1、VT2 and IGBT1 drive pulse diagram（motor speed 700 n/min）

總的來說，在晶閘管和IGBT混合的三相四開關(guān)的拓?fù)潆娐飞蠎?yīng)用新的基于八電壓矢量的DTC 策略，具有較高的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)速度和較低的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng).

4 結(jié)論

本文采用4 個(gè)晶閘管、2 個(gè)IGBT 和8 個(gè)二極管，提出一種新的交直交變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和八電壓矢量的控制策略，對比分析了傳統(tǒng)四開關(guān)逆變器四電壓矢量控制方法和采用新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的逆變器八電壓矢量控制方法，研究了新的交直交變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的能量傳輸模式、開關(guān)狀態(tài)、電壓矢量的作用時(shí)間及八電壓矢量的直接轉(zhuǎn)矩控制原理.在此基礎(chǔ)上，搭建仿真模型進(jìn)行仿真分析，仿真結(jié)果驗(yàn)證了本文所提新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略的可行性，從而有效降低了設(shè)備成本.