張漢偉,周秀珍

(中國(guó)船舶集團(tuán)有限公司第七二三研究所,江蘇 揚(yáng)州 225101)

0 概 述

傳統(tǒng)的雷達(dá)對(duì)抗和通信對(duì)抗,二者相互獨(dú)立運(yùn)行工作,其存在一定的局限性,每個(gè)設(shè)備都需要相互獨(dú)立的天線、微波、接收處理等模塊,造成了硬件設(shè)備的極大浪費(fèi),也導(dǎo)致了平臺(tái)隱身性能的大幅度下降[1]。新一代電子偵察設(shè)備需要具備雷達(dá)偵察、通信偵察與干擾信號(hào)識(shí)別功能。雷達(dá)偵察的主要功能為監(jiān)測(cè)區(qū)域范圍內(nèi)的電磁態(tài)勢(shì),在密集的電磁信號(hào)環(huán)境中實(shí)時(shí)完成雷達(dá)信號(hào)的截獲、測(cè)量、分選、識(shí)別處理,為實(shí)施綜合電子對(duì)抗提供電子支援;對(duì)已截獲的雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行動(dòng)態(tài)跟蹤和參數(shù)實(shí)時(shí)更新,為電子干擾提供實(shí)時(shí)引導(dǎo)。通信偵察的主要功能是能對(duì)敵語(yǔ)音數(shù)據(jù)通信、指揮控制通信、戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈、敵我識(shí)別和塔康等輻射源信號(hào)進(jìn)行搜索、截獲、測(cè)向、分析識(shí)別,對(duì)已知信號(hào)樣式進(jìn)行解調(diào)、監(jiān)聽(tīng)與記錄,對(duì)未知信號(hào)樣式進(jìn)行中頻采樣與數(shù)字海量存儲(chǔ),建立并豐富通信情報(bào)偵察數(shù)據(jù)庫(kù)。干擾信號(hào)識(shí)別的主要功能是對(duì)偵收的輻射源信號(hào)進(jìn)行干擾識(shí)別,分辨出是雷達(dá)信號(hào)還是干擾信號(hào),為指揮員決策提供信息支持。現(xiàn)在戰(zhàn)場(chǎng)環(huán)境信號(hào)復(fù)雜多樣,且信號(hào)頻率相互交疊,如果按照傳統(tǒng)的信號(hào)檢測(cè)和分選方法較難將混疊的通信信號(hào)和雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行篩選,且在信號(hào)檢測(cè)和信號(hào)處理時(shí)相互影響。

1 雷達(dá)信號(hào)與通信信號(hào)模型

1.1 雷達(dá)信號(hào)基本模型

電子偵察接收機(jī)偵收到的雷達(dá)信號(hào)一般是由信號(hào)和高斯白噪聲兩部分組成。其信號(hào)模型可以描述為：

y(t)=s(t)+v(t)=Aejφ(t)+v(t)

(1)

式中：s(t)表示雷達(dá)信號(hào);v(t) 表示均值為0、方差為δ2的高斯白噪聲;φ(t)表示相位函數(shù);A表示信號(hào)的幅度值。

由于本文主要針對(duì)雷達(dá)信號(hào)的脈內(nèi)特征進(jìn)行仿真分析,因此不針對(duì)捷變等脈間特征不同的雷達(dá),選取了常規(guī)脈沖雷達(dá)信號(hào)、線性調(diào)頻雷達(dá)信號(hào)、相位編碼雷達(dá)信號(hào)等常見(jiàn)的雷達(dá)信號(hào)作為研究對(duì)象。

(1) 常規(guī)脈沖信號(hào)

常規(guī)脈沖信號(hào)給定數(shù)學(xué)模型為：

v(t),0≤t≤T

(2)

式中：fc為起始頻率;T為脈沖寬度;φ為初始相位。

常規(guī)脈沖的時(shí)、頻域波形如圖1所示。

(2) 線性調(diào)頻信號(hào)

線性調(diào)頻信號(hào)廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代雷達(dá)系統(tǒng),選擇合適的脈寬和信號(hào)帶寬可以達(dá)到合適的速度分辨力和距離分辨力,線性調(diào)頻可以分為向上調(diào)頻和向下調(diào)頻。脈沖寬度為τ0,帶寬為B,向上線性調(diào)頻的瞬時(shí)相位可表示為：

(3)

(4)

典型的線性調(diào)頻信號(hào)可表示為：

(5)

典型的線性調(diào)頻信號(hào)的時(shí)域與頻域波形如圖2和圖3所示。

圖2 線性調(diào)頻信號(hào)的時(shí)域波形

圖3 線性調(diào)頻信號(hào)的頻域波形

(3) 相位編碼雷達(dá)信號(hào)

相位編碼信號(hào)的調(diào)制函數(shù)是1組離散的有限序列,相位編碼信號(hào)的相位一般在0～2π之間[2],一般可表示為：

s(t)=a(t)ejφtej2πf0t=u(t)ej2πf0t

(6)

式中：u(t)=a(t)ejφt為復(fù)包絡(luò);φt為信號(hào)的相位。

假設(shè)ΔT為信號(hào)的脈寬,T為相位編碼信號(hào)的中子脈沖寬度,相位編碼信號(hào)的碼長(zhǎng)為子脈沖的個(gè)數(shù)。在高頻波形中,相連子脈沖的相位反轉(zhuǎn)點(diǎn)是否連續(xù)取決于子脈沖寬度T和載頻的關(guān)系。通常用2種比較簡(jiǎn)單的方法表示二相編碼信號(hào)為{ck}={-1,+1,-1,-1,+1,+1,+1} 或 {ck}={- + - - + + + }。如果二相編碼信號(hào)采用二元序列{ck}表示,則二相編碼信號(hào)復(fù)包絡(luò)為：

(7)

式中：u1(t)為子脈沖的復(fù)包絡(luò);T為子脈沖寬度;N為子脈沖個(gè)數(shù);ΔT為二相編碼信號(hào)的持續(xù)時(shí)間。

利用δ函數(shù)的性質(zhì),上面公式可寫為：

u(t)=

(8)

根據(jù)傅里葉變換的性質(zhì),可得到公式(9)和公式(10)。

(9)

(10)

由卷積定理可得,二相編碼信號(hào)的頻譜可直接表達(dá)為：

u(f)=u1(f)u2(f)=

(11)

二相編碼信號(hào)的頻譜為：

(12)

二相編碼信號(hào)的時(shí)寬帶寬積是由子脈沖數(shù)N決定的,這種信號(hào)的帶寬B可通過(guò)選取子脈沖寬度T得到,而時(shí)寬可以通過(guò)選取子脈沖數(shù)N得到,所以二相編碼信號(hào)的時(shí)寬和帶寬是可以獨(dú)立選取的,碼元個(gè)數(shù)較多可以得到較大的時(shí)寬帶寬積[3]。相位編碼信號(hào)的時(shí)域與頻域波形如圖4所示。

圖4 相位編碼信號(hào)的時(shí)域與頻域波形

1.2 通信信號(hào)基本模型

本文所說(shuō)的通信信號(hào)主要是指武協(xié)鏈、測(cè)控鏈等通信信號(hào),通信信號(hào)的主要特點(diǎn)是信號(hào)帶寬比較寬,信號(hào)幅度變化比較大,為準(zhǔn)連續(xù)波信號(hào)。通信信號(hào)通常包含移頻鍵控信號(hào)、移相鍵控信號(hào)、正交振幅調(diào)制信號(hào)。

(1) 移頻鍵控信號(hào)：移頻鍵控信號(hào)為調(diào)頻正弦波信號(hào),其中信號(hào)模型為：

(13)

式中：A表示脈沖信號(hào)幅度;g(t-iTb)表示信號(hào)寬度;(ωc+Δωi)t表示脈沖信號(hào)的角頻率;φ表示初始相位。

(2) 移相鍵控信號(hào)：移相鍵控信號(hào)為調(diào)相正弦波信號(hào),其中信號(hào)模型的表達(dá)式為：

(14)

式中：A表示脈沖信號(hào)幅度;g(t-iTb)表示信號(hào)寬度;ωct表示脈沖信號(hào)的角頻率;φ表示初始相位。

(3) 正交振幅調(diào)制信號(hào)：正交振幅調(diào)制信號(hào)為調(diào)幅和調(diào)相正弦波信號(hào),其中信號(hào)模型為：

s0(t)=g1(t)cos(ωct)-g0(t)sin(ωct)

(15)

式中：g1(t)和g0(t)表示脈沖信號(hào);ωct表示角頻率。

1.3 干擾信號(hào)基本模型

干擾信號(hào)按照類型可以分為壓制性干擾和欺騙性干擾,壓制干擾又可以分為阻塞干擾、瞄準(zhǔn)干擾和掃頻式干擾,欺騙干擾可以分為距離欺騙干擾以及角度欺騙干擾[4]。不同的干擾信號(hào)具有不同的頻譜特性,通常把信號(hào)的頻譜特性作為干擾信號(hào)特征分析和識(shí)別的主要依據(jù)。

噪聲干擾的基本模型主要分為射頻噪聲干擾、噪聲調(diào)幅干擾、噪聲調(diào)頻干擾等。

(1) 射頻噪聲干擾

它是通過(guò)對(duì)白噪聲進(jìn)行濾波及高頻放大而直接產(chǎn)生的,因此又被稱為純?cè)肼暩蓴_,其數(shù)學(xué)模型可表示為：

J(t)=Un(t)cos(ω0t+φ(t))

(16)

式中：Un(t)為瑞利分布函數(shù);φ(t)表示相位變化率,在[0,2π]內(nèi)均勻分布,φ(t)與Un(t)獨(dú)立分布;ω0為載頻,載頻的頻譜寬度比J(t)大得多。

射頻噪聲干擾的功率譜密度函數(shù)為：

(17)

射頻噪聲干擾的時(shí)域頻域波形如圖5所示。

圖5 射頻噪聲干擾的時(shí)頻域波形

(2) 噪聲調(diào)幅干擾

調(diào)幅信號(hào)是正弦波的幅度調(diào)制函數(shù),噪聲調(diào)幅干擾信號(hào)是用噪聲對(duì)正弦波的信號(hào)進(jìn)行調(diào)制,數(shù)學(xué)模型為：

J(t)=(U0+Un(t))cos(ω0t+φ)

(18)

其功率譜密度函數(shù)為：

(19)

調(diào)幅噪聲干擾的時(shí)域、頻域波形如圖6所示。

圖6 調(diào)幅噪聲干擾的時(shí)頻域波形

(3) 調(diào)頻噪聲干擾

調(diào)頻信號(hào)是對(duì)正弦波進(jìn)行頻率調(diào)制,調(diào)頻噪聲干擾利用噪聲的頻率對(duì)正弦波進(jìn)行調(diào)制,數(shù)學(xué)模型為：

(20)

式中：u(t)表示噪聲;φ表示相位,在[0,2π]內(nèi)均勻分布,φ與u(t)獨(dú)立分布;ω0表示載頻,KFM表示斜率。

其功率譜模型為：

(21)

調(diào)頻噪聲干擾的時(shí)域、頻域波形如圖7所示。

圖7 調(diào)頻噪聲干擾的時(shí)頻域波形

2 雷達(dá)、通信及干擾信號(hào)聯(lián)合檢測(cè)仿真分析

根據(jù)雷達(dá)、通信和干擾信號(hào)的特點(diǎn),一體化信號(hào)檢測(cè)采取寬窄信道結(jié)合的方式,通過(guò)對(duì)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)數(shù)據(jù)的頻譜分析進(jìn)行干擾信號(hào)識(shí)別,利用頻譜信息引導(dǎo)寬窄信道信道化接收機(jī)動(dòng)態(tài)調(diào)制門限。寬窄信道信道化接收機(jī)對(duì)寬帶采樣信號(hào)進(jìn)行寬信道信道化,對(duì)信號(hào)參數(shù)測(cè)量和調(diào)制方式粗測(cè),提取雷達(dá)信號(hào)相應(yīng)特征,形成脈沖描述字,發(fā)送至信號(hào)分選模塊。對(duì)于子信道進(jìn)行通信信號(hào)的參數(shù)測(cè)量和識(shí)別,信號(hào)處理流程如圖8所示。

圖8 雷達(dá)、通信、干擾信號(hào)一體化檢測(cè)信號(hào)流程框圖

2.1 雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)流程及模擬仿真

如圖9所示,雷達(dá)、通信、干擾共用采樣數(shù)據(jù),雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)模塊通過(guò)抽取后對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行數(shù)字信道化濾波。然后對(duì)所有子信道進(jìn)行信號(hào)檢測(cè)、參數(shù)測(cè)量以及調(diào)制方式測(cè)量,形成脈沖描述字(PDW)數(shù)據(jù)送綜合分選與識(shí)別模塊。當(dāng)雷達(dá)信道的子信道存在通信信號(hào)時(shí),對(duì)子信道進(jìn)行抽取,進(jìn)行通信信號(hào)的檢測(cè)與參數(shù)測(cè)量。

圖9 一體化信號(hào)檢測(cè)中的雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)與參數(shù)測(cè)量

數(shù)字信道化接收機(jī)采用不同的濾波器組來(lái)處理不同頻率的信號(hào),數(shù)字信道化接收機(jī)具備對(duì)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的處理能力,同時(shí)數(shù)字信道化也提升了接收機(jī)的靈敏度。但是由于ADC芯片的高采樣率,導(dǎo)致數(shù)字信道化接收機(jī)的實(shí)時(shí)處理比較困難,一種等效的處理方法是在數(shù)字信道化之前對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取,減輕后端處理的壓力,這種采用抽取的形式進(jìn)行數(shù)字信道化處理的方法稱為多相濾波[5]。多相濾波是一種高效的數(shù)字信道化接收機(jī)的處理結(jié)構(gòu),它通過(guò)1組帶通濾波器組取出不同的信號(hào)進(jìn)行處理,其實(shí)現(xiàn)形式為：

(22)

式中：D為抽取因子;ωk,k=1,2,…,K-1(K為信道數(shù)),為各個(gè)濾波器組的中心頻率。

對(duì)于均勻信道的偶型劃分,低通濾波器組的信道化原理框圖如圖10,ωk=2πk/K,WK=ej2π/K,k=0,1,…,K-1。

圖10 低通濾波器組的信道化原理

令xi(m)=x(mD+i),hi(m)=h(mD-i),i=1,2…,D-1。其中hi(m)是h(n)的多相形式,對(duì)于臨界抽樣的情況,D=K,則有：

DFT[hi(m)*xi(m)]

(23)

由式(23)可得到多相離散傅里葉變換(DFT)濾波器組結(jié)構(gòu)的信道化接收機(jī),如圖11所示。

圖11 多相濾波器結(jié)構(gòu)

多相濾波器的頻率響應(yīng)曲線如圖12所示。

圖12 多相濾波器頻率響應(yīng)

在信號(hào)檢測(cè)中,為降低檢測(cè)信噪比,提高對(duì)低功率信號(hào)的檢測(cè)概率可采用相關(guān)積累算法提高積累增益[6],即：

xi=Aej(2πfciΔφ)+ωi,0≤i≤N-1

(24)

式中：A表示幅度;fc表示頻率;Δt表示采樣信號(hào)的時(shí)間間隔;φ表示初始相位;ωi為高斯白噪聲。

對(duì)xi進(jìn)行N點(diǎn)自相關(guān)運(yùn)算可得：

(25)

其中：

(26)

N∝1時(shí),ω′k服從其均值為0、方差為(2A2δ2+δ4/N)的高斯分布,相關(guān)積累的輸出信噪比σ可表示為：

(27)

由式(27)可知,相關(guān)積累的積累增益在一定條件下與N成正比。

在20 MHz帶寬下,常規(guī)脈沖信號(hào)的常規(guī)檢測(cè)仿真結(jié)果如圖13所示,采用64點(diǎn)相關(guān)積累檢測(cè)的仿真結(jié)果如圖14所示。

圖13 常規(guī)檢測(cè)信道化仿真波形

2.2 通信信號(hào)檢測(cè)流程與模擬仿真

采樣數(shù)據(jù)分為2路,對(duì)其中一路進(jìn)行功率譜分析,另外一路進(jìn)行數(shù)字信道化。當(dāng)功率譜分析識(shí)別信號(hào)為連續(xù)波信號(hào),對(duì)數(shù)字信道化的子信道進(jìn)行窄帶濾波,然后利用通信信號(hào)處理的方法進(jìn)行信號(hào)特征提取和調(diào)試方式識(shí)別,流程圖如圖15所示。

對(duì)通信信號(hào)的特征提取主要通過(guò)時(shí)域、頻域變換,變換域特征包括功率譜、譜相關(guān)函數(shù)、時(shí)域分布及其它參數(shù)。對(duì)于變換域特征,采用快速傅里葉變換(FFT)方法就能獲取,而幅度、相位和頻率等時(shí)域特征主要由Hilbert變換法、同相正交I-Q分量法、過(guò)零檢測(cè)法等獲取。

特征提取參數(shù)：幅度變化率a(t)、相位變化率φ(t)和頻率變化率f(t),實(shí)信號(hào)x(t)可以表示為解析信號(hào),即：

(28)

解析信號(hào)的瞬時(shí)幅度a(t)、瞬時(shí)相位φ(t)和瞬時(shí)頻率f(t)分別為：

(29)

(30)

(31)

圖16為3種不同類型調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)相位。

圖16 3種不同類型調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)相位

2.3 干擾信號(hào)的識(shí)別仿真

如圖17所示,對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行傅里葉變換和功率譜分析,根據(jù)干擾信號(hào)與其他信號(hào)的頻譜特征對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行分析和識(shí)別。

圖17 干擾信號(hào)識(shí)別流程

典型梳狀譜調(diào)頻噪聲干擾的時(shí)頻分布如圖18所示。

圖18 調(diào)頻噪聲干擾的時(shí)頻功率分布示意圖

如圖15所示,圖中頻率軸上凸起部分為與凹陷部分如梳子一般,隨著時(shí)間延長(zhǎng)。如果凹陷部分間距足夠小,必須需要足夠高的頻率分辨率才可以分辨。因此,梳狀譜模塊需要對(duì)現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)輸入時(shí)頻功率譜及高分辨率功率譜同時(shí)分析,在確定干擾信號(hào)為寬帶信號(hào)的情況下,進(jìn)一步分析是否存在梳狀凹坑,以確定是否存在此類型的干擾分析。首先,對(duì)時(shí)頻功率譜進(jìn)行時(shí)間軸的壓縮,將當(dāng)前重復(fù)周期內(nèi)各信道所有數(shù)據(jù)累加,得到頻率分布曲線,通過(guò)門限檢測(cè)是否存在過(guò)門限的信道。如果過(guò)門限的信道連成一片或分布較寬,即可認(rèn)為是寬帶信號(hào)。在斷定存在寬帶干擾的情況下,分析已經(jīng)過(guò)累加的高分辨率功率譜。檢索出當(dāng)前帶寬內(nèi)最高功率點(diǎn)的值,并以該值衰減3 dB作為門限基準(zhǔn),確定帶寬內(nèi)過(guò)門限的分布情況。如果存在有規(guī)律的凹陷,可判定為梳狀干擾,并分析梳齒間隔,最終送識(shí)別結(jié)果綜合模塊進(jìn)一步分析。

圖19為采集數(shù)據(jù)的分析結(jié)果,圖中用帶陰影部分描述梳狀譜的梳齒。

圖19 梳狀譜噪聲調(diào)頻干擾采集數(shù)據(jù)的頻率功率分布直方圖

3 結(jié)束語(yǔ)

隨著信號(hào)環(huán)境的變化越來(lái)越復(fù)雜,雷達(dá)信號(hào)、通信信號(hào)、干擾信號(hào)在時(shí)頻域重疊的現(xiàn)象越來(lái)越多,針對(duì)雷達(dá)、通信信號(hào)、干擾信號(hào)重疊時(shí)的信號(hào)一體化檢測(cè)越來(lái)越重要。本為以雷達(dá)信號(hào)、通信信號(hào)和干擾的模型及特點(diǎn)為研究基礎(chǔ)。提出了一種雷達(dá)信號(hào)、通信和干擾信號(hào)一體化檢測(cè)的處理架構(gòu),并對(duì)雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)、通信信號(hào)檢測(cè)和干擾信號(hào)識(shí)別進(jìn)行了仿真,為工程實(shí)踐和應(yīng)用提供了一定的參考。