豆興昆 李彬 譚小媛 蔣樂(lè) 葉坤

收稿日期：2023-08-22

DOI：10.19850/j.cnki.2096-4706.2024.05.016

摘? 要：基于0.25 μm GaAs PHEMT工藝設(shè)計(jì)了一款7～13 GHz微波單片高效率驅(qū)動(dòng)放大器。芯片采用兩級(jí)級(jí)聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在輸入級(jí)引入共源并聯(lián)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)拓寬工作帶寬，同時(shí)為兼顧輸出功率和效率，在輸出級(jí)引入等效RC模型擬合輸出管芯的最優(yōu)阻抗。基于等效RC模型，通過(guò)采用電抗匹配方式降低輸出寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗來(lái)實(shí)現(xiàn)較高的輸出功率和附加效率。實(shí)測(cè)與仿真曲線吻合度較好，實(shí)測(cè)結(jié)果顯示：在7～13 GHz工作帶寬范圍內(nèi)，輸入駐波比小于1.5，輸出駐波比小于1.8，線性增益大于13 dB，3 dB壓縮點(diǎn)輸出功率大于24 dBm，功率附加效率大于35%，芯片面積為1.8 mm×0.8 mm。

關(guān)鍵詞：砷化鎵；微波單片集成電路；驅(qū)動(dòng)放大器；功率附加效率；并聯(lián)負(fù)反饋；阻抗匹配

中圖分類號(hào)：TN722? ? 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A? 文章編號(hào)：2096-4706（2024）05-0073-05

Design of 7～13 GHz Broadband High-efficiency Driver Amplifier

DOU Xingkun， LI Bin， TAN Xiaoyuan， JIANG Le， YE Kun

（China Key System & Integrated Circuit Co.， Ltd.， Wuxi? 214000， China）

Abstract： A 7～13 GHz microwave monolithic high-efficiency driver amplifier based on 0.25 μm GaAs PHEMT process is designed. The chip uses a two-stage cascade topology， introduces a common source parallel negative feedback structure in the input stage to broaden the working bandwidth. In order to take into account both the output power and efficiency in the output stage， an equivalent RC model is introduced to fit the optimal impedance of the output transistor. Based on the equivalent RC model， high output power and power added efficiency are achieved by using a reactance matching topology to reduce the loss of the output broadband matching network. The simulation curves agree well with the measured curves， and test results show that during the bandwidth from 7 to 13 GHz， the input VSWR is less than 1.5， the output VSWR is less than 1.8， the linear gain is more than 13 dB， the 3 dB compression point output power is greater than 24 dBm， and the power added efficiency is higher than 35%， and the chip area is 1.8 mm×0.8 mm.

Keywords： GaAs; MMIC; driver amplifier; PAE; parallel negative feedback; impedance matching

0? 引? 言

放大器是各類射頻模塊不可缺少的有源器件，放大器的性能對(duì)射頻模塊的各項(xiàng)指標(biāo)都有著重要的影響。微波單片集成電路（Microwave Monolithic Integrated Circuit， MMIC）因具有尺寸小、重量輕、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，目前已在各類射頻模塊取得了廣泛的應(yīng)用[1-3]。目前常見(jiàn)的MMIC寬帶放大器主要包括以下幾種類型：平衡放大器、負(fù)反饋放大器、有源匹配放大器以及分布式放大器[4]。其中，負(fù)反饋放大器具有線性度好、穩(wěn)定系數(shù)高、易于進(jìn)行寬帶阻抗匹配等優(yōu)點(diǎn)。

本文基于0.25 μm砷化鎵贗配高電子遷移率晶體管（Gallium arsenide Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor， GaAs PHEMT）工藝設(shè)計(jì)了一款7～13 GHz微波單片驅(qū)動(dòng)放大器，可應(yīng)用于發(fā)射機(jī)輸出功率放大器的前級(jí)驅(qū)動(dòng)單元，為后級(jí)功率放大器提供足夠的輸入功率[5]。該驅(qū)動(dòng)放大器的設(shè)計(jì)難點(diǎn)在于實(shí)現(xiàn)7～13 GHz工作頻帶內(nèi)較高的輸出功率和功率附加效率（Power-added Efficiency， PAE）以及較小的芯片尺寸。通過(guò)最佳輸出阻抗分析、匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)以及輸入級(jí)引入負(fù)反饋電路，該驅(qū)動(dòng)放大器實(shí)現(xiàn)了工作帶寬內(nèi)較高的功率和效率，同時(shí)具有簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)，良好的增益特性和端口駐波等優(yōu)勢(shì)。

1? 電路設(shè)計(jì)

文中驅(qū)動(dòng)放大器采用兩級(jí)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，圖1為其原理圖。電源分別采用Vd = +5 V、Vg = -5 V供電，柵極電壓通過(guò)芯片內(nèi)部分壓電阻進(jìn)行調(diào)節(jié)，采用雙電源結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)在于不但能靈活調(diào)節(jié)晶體管的工作狀態(tài)，同時(shí)可以避免采用自偏置結(jié)構(gòu)源極電阻的負(fù)反饋影響降低射頻輸出功率和效率。本文設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)放大器工作在AB類，既可以保證放大器的線性度，又能實(shí)現(xiàn)高效率輸出。輸入級(jí)晶體管主要提供適當(dāng)?shù)脑鲆娌⒄{(diào)節(jié)輸入端口的匹配，輸出級(jí)晶體管主要進(jìn)行高效率的功率輸出。對(duì)前級(jí)晶體管采用并聯(lián)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，通過(guò)對(duì)匹配結(jié)構(gòu)以及負(fù)反饋的綜合調(diào)節(jié)，犧牲低頻增益，改善寄生電容導(dǎo)致的帶內(nèi)增益負(fù)斜率下降的問(wèn)題，從而獲得較好的增益平坦度[6]。

圖1? 寬帶高效率驅(qū)動(dòng)放大器原理圖

1.1? 最佳輸出負(fù)載阻抗分析

對(duì)于工作在線性區(qū)的放大器，通過(guò)負(fù)載線理論獲得最佳負(fù)載阻抗匹配點(diǎn)是一種良好的設(shè)計(jì)方法[7]。當(dāng)有源器件工作在非線性狀態(tài)時(shí)，負(fù)載牽引方法將更為行之有效，采用負(fù)載牽引方法可以獲知器件的功率、效率以及對(duì)應(yīng)的最佳負(fù)載阻抗點(diǎn)[8]。

本文設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)放大器工作在非線性狀態(tài)，采用負(fù)載牽引方法進(jìn)行設(shè)計(jì)。該0.25 μm GaAs PHEMT工藝的功率密度為0.5 W/mm，根據(jù)實(shí)際的輸出功率（Pout）需求，考慮到匹配網(wǎng)絡(luò)引入的損耗，末級(jí)管芯采用8 μm×100 μm的尺寸。在確定晶體管的直流工作點(diǎn)后，使用負(fù)載牽引測(cè)試平臺(tái)對(duì)晶體管進(jìn)行最大輸出功率、最高功率附加效率的最佳阻抗點(diǎn)進(jìn)行測(cè)試，表1是10 GHz時(shí)最佳功率匹配和最佳效率匹配的負(fù)載牽引結(jié)果。

表1? 10 GHz時(shí)負(fù)載牽引測(cè)試結(jié)果

頻率/ GHz Pout / dBm 最佳功率

阻抗ZL / Ω PAE / % 最佳效率

阻抗ZL / Ω

10 25.8 17.8 + j*11.3 54.4 14.2 + j*16.5

通常，最佳輸出功率和最大功率附加效率對(duì)應(yīng)的阻抗點(diǎn)不完全一致但相近，根據(jù)設(shè)計(jì)目標(biāo)需要對(duì)負(fù)載阻抗進(jìn)行折中選取，實(shí)際選取阻抗點(diǎn)如表2所示。

表2? 實(shí)際選取阻抗點(diǎn)

頻率/ GHz 7 10 13

負(fù)載阻抗ZL / Ω 21.3 + j*12.2 17.5 + j*11.5 14.3 + j*9.3

Pout / dBm 25.3 25.6 25.6

PAE / % 47 50 46

為了更清晰地表征晶體管的物理特性，簡(jiǎn)化寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浞治?，基于上述?shí)際選取的負(fù)載阻抗ZL，根據(jù)式（1～3）所示的阻抗變換關(guān)系，將串聯(lián)晶體管等效成圖2所示的RC并聯(lián)輸出阻抗模型[9]。RC模型具有一定的物理意義，用于表征具有電流和電壓擺幅限制的有源器件，并可以在寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)中分析網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋄10]。

（1）

（2）

（3）

式中，γ為負(fù)載阻抗等效導(dǎo)納，G為等效電導(dǎo)，B為等效電納，ω為10 GHz時(shí)對(duì)應(yīng)的角頻率，Rp為并聯(lián)等效電阻，Cp為并聯(lián)等效電容，根據(jù)該并聯(lián)RC模型可以對(duì)匹配網(wǎng)絡(luò)的性能進(jìn)行分析。

圖2? 管芯最佳負(fù)載阻抗RC模型

1.2? 阻抗匹配

匹配網(wǎng)絡(luò)是射頻電路設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵，良好的匹配網(wǎng)絡(luò)能夠讓放大器獲得優(yōu)良的射頻性能，保證功率的穩(wěn)定傳輸。對(duì)于寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)Bode-Fano規(guī)則，相同的負(fù)載條件下，最佳帶內(nèi)反射系數(shù)響應(yīng)Гm和帶寬Δω兩者之間相互制約[11]，1.1節(jié)中的晶體管并聯(lián)RC負(fù)載條件下的Bode-Fano約束條件如式（4）：

（4）

式中，Δω = ω2 - ω1，ω2、ω1分別為13 GHz和7 GHz時(shí)對(duì)應(yīng)的角頻率。將式（1～3）所得的Rp、Cp值代入式（4）中，表明7～13 GHz理論上匹配枝節(jié)數(shù)n→∞時(shí)可得到最佳帶內(nèi)反射系數(shù)Гm = 0.05。因此，在滿足寬帶匹配要求的前提下，將放大器的反射系數(shù)目標(biāo)設(shè)為Гm＜0.2（VSWR＜1.5）進(jìn)行匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)，可將匹配枝節(jié)最簡(jiǎn)化，通過(guò)電抗匹配實(shí)現(xiàn)較低的插入損耗。

同理，根據(jù)輸出級(jí)的最佳源阻抗及所需輸入功率，對(duì)前級(jí)晶體管的輸出阻抗以及輸出級(jí)晶體管的源阻抗進(jìn)行級(jí)間匹配，使得前級(jí)提供足夠的輸出功率及增益以推動(dòng)后一級(jí)[12]。最后將前級(jí)的最佳源阻抗匹配至50 Ω，通過(guò)調(diào)節(jié)前級(jí)輸入匹配可以對(duì)增益進(jìn)行優(yōu)化。

1.3? 負(fù)反饋共源電路

為了進(jìn)一步調(diào)節(jié)放大器的增益等性能，在第一級(jí)晶體管漏極和柵極之間引入共源并聯(lián)負(fù)反饋，結(jié)構(gòu)如圖3所示。該結(jié)構(gòu)可以使得放大器的輸入阻抗和輸出阻抗在工作頻帶內(nèi)保持相對(duì)恒定，既可以提高放大器的線性度，減少失真，降低工藝敏感度，又便于實(shí)現(xiàn)增益調(diào)節(jié)和端口的阻抗匹配[13]。

圖3? 共源負(fù)反饋電路

圖4是帶有反饋網(wǎng)絡(luò)的晶體管π型等效電路，忽略器件寄生電抗的影響，可以得到該電路的導(dǎo)納矩陣[Y][14]：

（5）

式中，Rf為反饋電阻，Cgs、Cgd和gm分別為晶體管柵源電容、漏源電容和跨導(dǎo)系數(shù)。反饋電路的核心器件是反饋電阻Rf，Rf基本決定放大器的帶寬和增益，其他器件的加入是為了能夠得到更好的頻響特性?，F(xiàn)代射頻電路設(shè)計(jì)中，負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)一般都是通過(guò)仿真軟件進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，從而獲得理想的效果。實(shí)際設(shè)計(jì)中為得到Rf仿真初值，可在低頻段簡(jiǎn)化分析，忽略電容效應(yīng)，即Cgs = 0和Cgd = 0，可得：

（6）

由式（6）可導(dǎo)出散射矩陣[S]：

（7）

式中，

（8）

（9）

（10）

（11）

（12）

式中，Z0為系統(tǒng)阻抗。從上式中所示的[S]矩陣可以看出，S11、S21以及S22均與Rf有關(guān)。根據(jù)放大器增益分配即可反饋電阻初值，實(shí)際電路設(shè)計(jì)中需要考慮Cgs、Cgd的影響，通過(guò)調(diào)節(jié)Rf和Cf的值并引入電抗反饋進(jìn)行仿真優(yōu)化，實(shí)現(xiàn)良好的端口匹配和增益特性。

圖4? π型等效電路

2? 電路仿真結(jié)果及分析

確定該放大器的級(jí)聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)后，利用仿真軟件進(jìn)行原理圖仿真和相應(yīng)元器件版圖仿真替換，替換完成后進(jìn)行整版電磁仿真。如圖5所示，在7～13 GHz工作帶寬內(nèi)的線性增益為14 dB，帶內(nèi)波動(dòng)0.5 dB；射頻輸入端口第一級(jí)放大器采用共源負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，具有良好的端口匹配性能，輸入駐波低于1.4；輸出端口主要進(jìn)行附加效率和輸出功率匹配，輸出駐波比最大為1.6。

圖5? 端口駐波及增益仿真結(jié)果

圖6仿真結(jié)果表明在中心頻點(diǎn)10 GHz處，壓縮

3 dB點(diǎn)輸出功率達(dá)到25.3 dBm，功率附加效率為41%；由于不同頻點(diǎn)對(duì)應(yīng)的最佳負(fù)載阻抗存在差異，在設(shè)計(jì)過(guò)程中將部分頻點(diǎn)的實(shí)際負(fù)載阻抗與最佳負(fù)載阻抗進(jìn)行一定失配，從而實(shí)現(xiàn)了整個(gè)工作頻帶內(nèi)平坦的輸出功率，在7～13 GHz內(nèi)輸出功率大于24.5 dBm，附加功率效率高于37%。綜上分析，該寬帶驅(qū)動(dòng)放大器的電磁仿真性能優(yōu)良。

圖6? 壓縮3 dB點(diǎn)時(shí)輸出功率和附加效率仿真結(jié)果

3? 測(cè)試結(jié)果分析

圖7為該款驅(qū)動(dòng)放大器的實(shí)物圖，基于Cascade半自動(dòng)探針臺(tái)進(jìn)行在片測(cè)試。測(cè)試結(jié)果如圖8所示，在7～13 GHz工作帶寬內(nèi)的線性增益為13.5 dB，輸入駐波低于1.4，輸出駐波比最大為1.8。增益呈現(xiàn)正斜率，原因在于管芯模型在高頻部分寄生參數(shù)提取有偏差。

圖7? 驅(qū)動(dòng)放大器芯片實(shí)物圖

圖8? 端口駐波及增益測(cè)試結(jié)果

圖9結(jié)果表明在中心頻點(diǎn)10 GHz處，壓縮3 dB點(diǎn)輸出功率達(dá)到25.1 dBm，功率附加效率為39%；在7～13 GHz工作帶寬內(nèi)，增益壓縮點(diǎn)3 dB時(shí)輸出功率大于24.3 dBm、附加功率效率高于35%，與仿真結(jié)果相比輸出功率和效率均有部分下降，其原因除上述管芯模型偏差問(wèn)題外，還存在實(shí)際輸出電路匹配插入損耗大于仿真值的問(wèn)題。

圖9? 壓縮3 dB點(diǎn)時(shí)輸出功率和附加效率測(cè)試結(jié)果

綜上，測(cè)試結(jié)果與仿真數(shù)據(jù)對(duì)比吻合較好，實(shí)測(cè)與仿真誤差較小，芯片射頻性能優(yōu)良。

表3將本文設(shè)計(jì)與國(guó)內(nèi)市場(chǎng)在售MMIC驅(qū)動(dòng)放大器進(jìn)行了對(duì)比，在帶寬、效率、芯片尺寸以及工藝成本上，本文設(shè)計(jì)具有明顯優(yōu)勢(shì)。

表3? 國(guó)內(nèi)同類MMIC驅(qū)動(dòng)放大器性能對(duì)比

產(chǎn)品 頻率/ GHz 增益/ dB Pout / dBm 效率/ % 芯片面積/ mm 工藝

BW1758 8～12 19 25.5 17 1.85×0.9 GaAs

BW570 8～12 22 24 12 2.0×1.4 GaN

WFD08120-P24 8～12 21 24 21 2.67×1.6 GaAs

WFDN08120-P27-1 8～12 19 27 8 1.9×1.4 GaN

本文 7～13 ＞13 ＞24.3 ＞35 1.8×0.8 GaAs

4? 結(jié)? 論

基于0.25 μm GaAs PHEMT工藝設(shè)計(jì)了一款7～13 GHz MMIC驅(qū)動(dòng)放大器，該放大器采用兩級(jí)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，線性增益大于13 dB，3 dB壓縮點(diǎn)輸出功率大于24.3 dBm，功率附加效率大于35%，在芯片尺寸、效率、輸出功率方面具有一定的優(yōu)勢(shì)，適用于雷達(dá)T/R組件等系統(tǒng)中功率放大器的前級(jí)驅(qū)動(dòng)單元。

參考文獻(xiàn)：

[1] THOME F，TURE E，IANNUCCI R，et al. Frequency Multiplier and Mixer MMICs Based on a Metamorphic HEMT Technology Including Schottky Diodes [J].IEEE Access，2020，8：12697-12712.

[2] JOHN L，TESSMANN A，LEUTHER A，et al. Broadband 300-GHz power amplifier MMICs in InGaAs mHEMT technology [J]. IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology，2020，10（3）：309-320.

[3] 井永成，尹軍艦，李仲茂，等.2～4 GHz MMIC低噪聲放大器 [J].電子設(shè)計(jì)工程，2019，27（1）：75-79.

[4] 朱熔琦，徐銳敏.0.5-18GHz超寬帶低噪聲放大器單片電路研制 [J].微波學(xué)報(bào)，2016，32（S1）：220-222.

[5] 尹洪浩，馮媛，朱臣偉，等.一種寬帶高效率小型化功放模塊的設(shè)計(jì) [J].電子與封裝，2020，20（11）：58-61.

[6] 王巍，彭能，王穎，等.3～5GHz超寬帶并聯(lián)負(fù)反饋低噪聲放大器的設(shè)計(jì) [J].微電子學(xué)，2011，41（1）：10-14.

[7] MAY S，SATOSHI T，TAIZO Y，et al. Rf Power Amplifier for Wireless Communication Apparatus：EP1755214A1 [P].2007-02-21.

[8] 陳曉青，戈碩，時(shí)曉航.基于GaN HEMT的S波段大功率內(nèi)匹配功放管設(shè)計(jì) [J].電子與封裝，2019，19（7）：45-48.

[9] CHEN R T，LI R H，ZHOU S L，et al. An X-Band 40 W Power Amplifier GaN MMIC Design by Using Equivalent Output Impedance Model [J/OL].Electronics，2019，8（1）：99[2023-07-20].https：//doi.org/10.3390/electronics8010099.

[10] 陳瑞濤. 寬帶 GaN 功率放大器 MMIC 研究與設(shè)計(jì) [D].浙江工業(yè)大學(xué)，2019.

[11] RHEA R .The Yin-Yang of Matching： Part 2—Practical Matching Techniques [J].High Frequency Electronics，2006：28-40.

[12] 徐鼎，陳曉娟，胡俊，等.9～15 GHz GaAs MMIC寬帶高效率功率放大器 [J].電子設(shè)計(jì)工程，2021，29（1）：24-29.

[13] 馬翠紅，靳偉超，陳宇擎，等.基于ADS寬帶微波低噪聲放大器設(shè)計(jì)與仿真 [J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2019，42（15）：170-174+180.

[14] BAHL I J. Fundamentals of RF and Microwave Transistor Amplifiers [J].Microwave Journal，2010，53（1）：146.

作者簡(jiǎn)介：豆興昆（1991—），男，漢族，江蘇南京人，工程師，研究生學(xué)歷，研究方向：微波單片集成電路設(shè)計(jì)。