摘 要：為了避免在感應(yīng)式無線電能傳輸系統(tǒng)的耦合機(jī)構(gòu)中增加多余的開關(guān)器件以及額外的無源元件，同時(shí)減小系統(tǒng)工作在高頻率、大功率時(shí)全控型開關(guān)器件存在的開關(guān)損耗，提出基于改進(jìn)型ZVT Buck 電路閉環(huán)控制的方法實(shí)現(xiàn)對電池的恒流、恒壓充電，通過分析改進(jìn)型ZVT Buck 電路的工作模態(tài)以及對電路參數(shù)的設(shè)計(jì)，確保在整個(gè)充電過程中DC-DC 變換器均工作在軟開關(guān)狀態(tài)，最后搭建充電電流為35 A、充電電壓為370 V 的實(shí)驗(yàn)平臺驗(yàn)證該方法的可行性。結(jié)果表明：該方法控制簡單，并且降低了系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度，傳輸效率相對較高，能夠滿足恒流恒壓充電需求。

關(guān)鍵詞： 感應(yīng)式無線電能傳輸；改進(jìn)型ZVT Buck 電路；恒流恒壓充電；軟開關(guān)

中圖分類號：TM72 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號：1671-024X（0024）01-0064-10

Design of IPT charging system based on improved ZVT Buck circuit

LIU Xueli，XU Rui，LI Yang，WANG Xueliang，KOU Suya，MENG Hang

（School of Electrical Engineering，Tiangong University，Tianjin 300387，China）

Abstract：In order to avoid adding redundant switching devices and additional passive components in the couplingmechanism of the inductive wireless power transmission system，and to reduce the switching loss of the fully-controlled switching devices when the system operates at high frequency and high power，proposes a closed-loopcontrol method based on the improved ZVT Buck circuit is proposed to achieve the constant current and constantvoltage charging of the battery. By analyzing the working mode of the improved ZVT Buck circuit and designingthe circuit parameters，it is ensured that the DC-DC converter works in a soft switching state during the wholecharging process. Finally，an experimental platform with a charging current of 35 A and a charging voltage of370 V was built to verify the feasibility of the method，this method is simple in control and reducing thecomplexity of the system circuit structure，and the transmission efficiency is relatively high. The method canmeet the requirements of constant current and constant voltage charging.

Key words：inductive wireless power transfer；improved ZVT Buck circuit；constant current and constant voltage charging；soft switch

感應(yīng)式無線電能傳輸（inductive power transfer，IPT）技術(shù)的出現(xiàn)給電氣設(shè)備帶來了一種安全、方便、可靠的新型供電方式[1-3]。其能量通過磁場耦合方式從電源傳遞到負(fù)載，實(shí)現(xiàn)了電能的非接觸傳輸。目前廣泛應(yīng)用于家用電子設(shè)備[4]、電動(dòng)車充電[5-6]和軌道交通等領(lǐng)域。新能源電動(dòng)汽車的快速發(fā)展正在逐步改變?nèi)藗儼踩?、低碳、便捷的出行方式。將IPT 技術(shù)應(yīng)用在電動(dòng)汽車充電中，可以有效地避免傳統(tǒng)的接觸式充電[7]的觸頭磨損、老化[8]以及漏電、跳閘等隱患。

典型的電池充電過程分為2 個(gè)階段[9-10]。恒流（con-stant current，CC）充電： 充電電流以設(shè)定電流值保持恒定，充電電壓不斷上升； 當(dāng)充電電壓升至設(shè)定電壓值時(shí)進(jìn)入恒壓（constant voltage，CV）充電階段： 充電電壓以設(shè)定電壓值保持恒定，充電電流不斷下降，減小到截止電流時(shí)充電結(jié)束。變負(fù)載情況下IPT 系統(tǒng)的恒流恒壓充電大致可以通過3 種方式實(shí)現(xiàn)。淤采用不同的負(fù)反饋控制方式。通過控制高頻逆變器中超前臂與滯后臂之間的移相角對電源的輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)[11-13]。但是隨著系統(tǒng)負(fù)載阻值的增大，兩橋臂之間的相角差會逐漸減小，這將導(dǎo)致充電效率大大降低，同時(shí)系統(tǒng)很難實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)（zero voltage switch，ZVS）；通過對逆變器頻率的調(diào)節(jié)同樣能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)輸出與負(fù)載無關(guān)的恒定電流和電壓[14-17]，但該方法同樣會導(dǎo)致逆變器實(shí)現(xiàn)零相位角困難以及傳輸效率低等問題； 通過控制接收端DC-DC 變換器來調(diào)節(jié)輸出電流或輸出電壓[18-19]。于變補(bǔ)償拓?fù)浞绞?。文獻(xiàn)[20-21]在副邊電路加入2 個(gè)交流開關(guān)和1個(gè)附加電容，文獻(xiàn)[22]在-邊電路加入3 個(gè)交流開關(guān)和1 個(gè)附加電感，該方法在不同的充電階段使用相應(yīng)的電路拓?fù)?，并通過切換開關(guān)管的通斷實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)恒流恒壓充電狀態(tài)的切換。盂變補(bǔ)償參數(shù)方式。文獻(xiàn)[23]基于S-SP 補(bǔ)償拓?fù)湓诟边呺娐吩黾? 個(gè)交流開關(guān)和1 個(gè)附加電容，文獻(xiàn)[24]基于SS 補(bǔ)償拓?fù)涮岢鐾ㄟ^在-邊電路加入1 個(gè)附加電容和1 個(gè)半導(dǎo)體開關(guān)，利用開關(guān)的通斷改變串聯(lián)在電路中的補(bǔ)償電容，從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的恒流恒壓切換。采用變補(bǔ)償拓?fù)渑c變補(bǔ)償參數(shù)的方法在電路中均加入了額外的開關(guān)器件以及附加電容或電感，這大大增加了系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度以及控制難度，并且每個(gè)交流開關(guān)通常由2 個(gè)MOSFET 組成，系統(tǒng)成本也大大增加。

結(jié)合上述充電方法的分析，本文提出通過控制系統(tǒng)一次側(cè)改進(jìn)型ZVT Buck 電路的方法實(shí)現(xiàn)恒流恒壓充電。該方法無需在系統(tǒng)中加入多余的開關(guān)器件以及無源元件，簡化了系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度，電路也無需復(fù)雜的移相控制以及調(diào)頻控制。該方法不但能根據(jù)負(fù)載阻值大小自動(dòng)控制改進(jìn)型ZVT Buck 的占空比D實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)恒流、恒壓及其切換的輸出，同時(shí)DC-DC 變換器在整個(gè)充電過程中工作在軟開關(guān)狀態(tài)，減小了全控型開關(guān)器件存在的開關(guān)損耗。最后搭建了IPT 充電系統(tǒng)的仿真模型以及實(shí)驗(yàn)平臺，驗(yàn)證了本文所提出方法的可行性與正確性。

1 改進(jìn)型ZVT Buck 電路

1.1 工作-理

改進(jìn)型ZVT Buck 在1 個(gè)周期內(nèi)共有7 個(gè)模態(tài)，本文將不同的模態(tài)使用t0—t7 進(jìn)行劃分，其工作模態(tài)與主要變量的波形如圖1 所示。

假設(shè)在t0 之前，主開關(guān)管與輔開關(guān)管均為關(guān)斷狀態(tài)，濾波電感上的電流ILf通過主二極管D1 續(xù)流，此時(shí)iq1= 0，iqa= 0，iLr= 0，uCr= U1，uCs= 0。

（1）模態(tài)1（t0—t1）—— —輔助開關(guān)管導(dǎo)通。在t0 時(shí)刻，輔助開關(guān)管Qa 導(dǎo)通，由于流經(jīng)Qa 的電流iLr受到諧振電感Lr 的控制不能發(fā)生突變，因此輔助開關(guān)管Qa 可以實(shí)現(xiàn)近似零電流開通。當(dāng)Qa 導(dǎo)通后，諧振電感電流iLr開始線性上升，因?yàn)闉V波電感Lf 的取值較大，其電流ILf近似恒定，又因?yàn)榱鹘?jīng)濾波電感的電流ILf= iLr+ id1，所以主二極管的電流id1隨著iLr的上升而線性下降，當(dāng)?shù)竭_(dá)t1 時(shí)刻時(shí)，ILf= iLr，主二極管D1 自然關(guān)斷。

（2）模態(tài)2（t1—t2）—— —諧振狀態(tài)。在t1—t2 時(shí)刻內(nèi)，iLr繼續(xù)線性上升，大于ILf的部分流至諧振電容Cr，此時(shí)諧振電容Cr 與諧振電感Lr 開始諧振，Cr 兩端電壓按諧振規(guī)律下降至0。

（3）模態(tài)3（t2—t3）—— —主開關(guān)管導(dǎo)通。由于在t2時(shí)刻后，Cr 兩端電壓為0，此時(shí)主開關(guān)管的反并聯(lián)二極管DQ1導(dǎo)通，此時(shí)主開關(guān)兩端電壓被鉗位為0，在t2—t3時(shí)刻內(nèi)開通主開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

（4）模態(tài)4（t3—t4）—— —輔助開關(guān)管關(guān)斷。在t3 時(shí)刻，主開關(guān)管Q1 零電壓導(dǎo)通，輔開關(guān)管Qa 關(guān)斷，諧振電感Lr 中的能量開始通過二極管D2 向緩沖電容Cs釋放，由于主開關(guān)管和二極管D2 處于導(dǎo)通狀態(tài)，緩沖電容Cs 相當(dāng)于直接并聯(lián)在輔開關(guān)管Qa 兩端，使其兩端電壓的上升率受到限制，因此輔開關(guān)管Qa 的關(guān)斷可以近似實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。

（5）模態(tài)5（t4—t5）—— —能量釋放階段+主開關(guān)管零電壓關(guān)斷。在t4—t5 時(shí)刻內(nèi)，直流電壓源U1 通過主開關(guān)管向負(fù)載釋放能量，其工作模式與典型Buck 電路的導(dǎo)通狀態(tài)相同。在t5 時(shí)刻，由于諧振電容Cr 同時(shí)具有緩沖作用抑制了主開關(guān)兩端電壓的上升率，因此主開關(guān)管Q1 近似實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

（6）模態(tài)6（t5—t6）。在t5—t6 時(shí)刻內(nèi)，諧振電容Cr兩端電壓上升至U1，緩沖電容Cs 兩端電壓下降至0。在達(dá)t6 時(shí)刻，主續(xù)流二極管D1 在零電壓條件下導(dǎo)通，輔助二極管Dr 零電壓關(guān)斷。（7）模態(tài)7（t6—t7）。在此模態(tài)，電路通過主續(xù)流二極管D1 進(jìn)行續(xù)流，工作模式與典型Buck 電路的關(guān)斷狀態(tài)相同，此模態(tài)為1 個(gè)開關(guān)周期內(nèi)最后1 個(gè)模態(tài)，進(jìn)入下1 周期后工作模式回到模態(tài)1。

2 變負(fù)載IPT 系統(tǒng)恒流恒壓充電控制設(shè)計(jì)

2.1 恒流恒壓充電控制-理

本文選用最典型的串串（SS）結(jié)構(gòu)作為補(bǔ)償拓?fù)洌鐖D2 所示。其中：UP 為等效高頻逆變電壓源；IP 和IS分別為流過發(fā)射線圈和接收線圈的電流值；LP 和LS 分別為發(fā)射線圈和接收線圈的等效自感；CP 和CS 分別為發(fā)射線圈和接收線圈的串聯(lián)調(diào)諧電容；RP 和RS 分別為發(fā)射線圈和接收線圈的內(nèi)阻；M 為發(fā)射線圈與接收線圈之間的互感；Req 為等效負(fù)載阻抗。

2.2 變負(fù)載IPT 系統(tǒng)恒流恒壓充電控制器設(shè)計(jì)

2.2.1 恒流恒壓充電控制方案

通過分析系統(tǒng)充電電壓與充電電流的影響參數(shù)，在系統(tǒng)的一次側(cè)與二次側(cè)均加入恒流恒壓充電控制器，兩側(cè)通過無線通信協(xié)同作用，自動(dòng)調(diào)節(jié)改進(jìn)型ZVT Buck 電路中開關(guān)管的占空比D 實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)變負(fù)載下的恒流恒壓充電控制，基于改進(jìn)型ZVT Buck 電路恒流恒壓控制-理圖如圖4 所示。

圖4 中，負(fù)荷側(cè)通過電壓、 電流檢測獲取系統(tǒng)的充電電壓U0 與充電電流I0，DSP（2）通過ADC 模塊對檢測到的數(shù)值進(jìn)行采集，同時(shí)利用無線通信在系統(tǒng)的一次側(cè)與二次側(cè)之間建立聯(lián)系，將采集到的數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)發(fā)送并由DSP（1）接收。以SCI 模塊接收到的電壓電流值為±據(jù)對系統(tǒng)負(fù)載阻值大小進(jìn)行計(jì)算并判斷當(dāng)前系統(tǒng)充電狀態(tài)，計(jì)算當(dāng)前阻值下穩(wěn)定在預(yù)設(shè)充電電流或充電電壓所需的占空比，當(dāng)負(fù)載變化時(shí)通過調(diào)整改進(jìn)型ZVT Buck 電路的占空比D 來調(diào)節(jié)ePWM1 的輸出以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)變負(fù)載的恒流恒壓充電控制。與此同時(shí)，由于純阻性負(fù)載的變化不會影響系統(tǒng)諧振頻率，因此只需控制ePWM2 輸出與系統(tǒng)諧振頻率相等的頻率即可。

2.2.2 控制流程圖

本文控制器基于所使用的TMS320F28335 型號，用CCS6.1 仿真軟件編寫控制程序，其控制流程如圖5所示。

圖5 中，二次側(cè)控制器主函數(shù)包括ePWM3、SCIA和ADC 模塊的初始化以及ADC 中斷函數(shù)，通過配置相同的通信協(xié)議和波特率在一次側(cè)與二次側(cè)控制器之間建立聯(lián)系，在ADC 中斷里把數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)發(fā)送至一次側(cè)。一次側(cè)控制器主函數(shù)包括ePWM1、ePWM2 和SCIA 模塊的初始化以及SCIA 中斷函數(shù)，其中ePWM1和ePWM2 相互獨(dú)立輸出，分別控制改進(jìn)型ZVT Buck電路和全橋逆變電路。在SCIA 中斷里將接收到的值和預(yù)設(shè)充電電流與充電電壓值進(jìn)行比較，在達(dá)到充電電壓值之前系統(tǒng)處于恒流階段，由于SS 拓?fù)渚哂泻懔魈匦裕穗A段只在初始時(shí)刻調(diào)節(jié)一次占空比； 當(dāng)達(dá)到充電電壓值時(shí)進(jìn)入恒壓階段，該階段不斷計(jì)算系統(tǒng)負(fù)載阻值大小并計(jì)算控制系統(tǒng)輸出電壓與充電電壓相等所需的占空比，實(shí)時(shí)對ePWM1 的輸出進(jìn)行調(diào)節(jié)。

3 仿真研究

3.1 仿真模型設(shè)計(jì)

圖6 所示為變負(fù)載IPT 和改進(jìn)型ZVT Buck 電路的IPT 充電系統(tǒng)仿真模型。為了驗(yàn)證上述理論的正確性與可行性，搭建了恒流輸出35 A 恒壓輸出370 V 的變負(fù)載IPT 充電系統(tǒng)Simulink 仿真模型，如圖6（a）所示。該模型包括主電路、控制模塊和測量模塊，同時(shí)搭建了可變負(fù)載模塊模擬實(shí)際充電時(shí)電池內(nèi)阻的變化。當(dāng)檢測到負(fù)載阻值變化時(shí)，控制模塊調(diào)節(jié)該阻值下維持當(dāng)前充電狀態(tài)預(yù)設(shè)值所需的占空比，并通過測量模塊對整個(gè)系統(tǒng)實(shí)時(shí)檢測。改進(jìn)型ZVT Buck 電路仿真如圖6（b）所示，其電路參數(shù)均采用第1 節(jié)中的設(shè)計(jì)結(jié)果。

3.2 仿真驗(yàn)證

3.2.1 改進(jìn)型ZVT Buck 電路仿真

設(shè)定上述模型主開關(guān)管PWM 控制信號的占空比為40%進(jìn)行仿真，得到仿真波形如圖7 所示。

圖7（a）為主開關(guān)管Q1 的電壓電流波形。從圖中可以看出在主開關(guān)管Q1 導(dǎo)通之前體二極管已導(dǎo)通，其兩端電壓被鉗位為零，實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，在主開關(guān)管關(guān)斷時(shí)其兩端電壓的上升率受到抑制，上升緩慢，實(shí)現(xiàn)了近似零電壓關(guān)斷。

圖7（b）為輔助開關(guān)管Qa 的電壓電流波形。從圖中可以看出，在Qa 導(dǎo)通時(shí)電流受到諧振電感Lr 抑制上升緩慢，關(guān)斷時(shí)因緩沖電容Cs 的存在電壓上升緩慢，分別實(shí)現(xiàn)了零電流導(dǎo)通和零電壓關(guān)斷，此外還可以看出當(dāng)Qa 關(guān)斷后其兩端電壓沒有直接上升至輸入電壓U1，這是因?yàn)樵赒a 關(guān)斷后，主開關(guān)管Q1 導(dǎo)通，此時(shí)一部分能量供給緩沖電容Cs 充電，直至主開關(guān)管完全關(guān)斷后，輔助開關(guān)管Qa 的電壓上升至U1。圖7（c）為主續(xù)流二極管的電壓電流波形。從圖中不難發(fā)現(xiàn)由于緩沖電容Cs 的存在，輔助開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電流導(dǎo)通與零電壓關(guān)斷。

3.2.2 基于改進(jìn)型ZVT Buck 電路的充電系統(tǒng)仿真

圖8 所示為變負(fù)載時(shí)基于改進(jìn)型ZVT Buck 電路的IPT 充電系統(tǒng)工作于恒流模式時(shí)全橋逆變電路輸出電壓UP、全橋逆變電路輸出電流IP、系統(tǒng)充電電壓U0、系統(tǒng)充電電流I0 的電路仿真波形。其中，圖8（a）的電池等效負(fù)載阻值為6.9 Ω，系統(tǒng)充電電流I0 和電壓U0分為34.17 A 和236.8 V；圖8（b）的電池等效負(fù)載阻值變?yōu)?0.8 Ω，系統(tǒng)充電電流I0 和電壓U0 變?yōu)?4.1 A和369.98 V。

進(jìn)入恒壓模式時(shí)UP、IP、U0 和I0 的電路仿真波形如圖9 所示。

圖9（a）的電池等效負(fù)載阻值為11.6 Ω，系統(tǒng)充電電壓U0 和電流I0 分別為365.5 V 和31.5 A；圖9（b） 的電池等效負(fù)載阻值變?yōu)?10 Ω，系統(tǒng)充電電壓U0 和電流I0 分別為370.8 V 和3.37 A。

通過上述仿真分析，在實(shí)現(xiàn)恒流恒壓充電時(shí)改進(jìn)型ZVT Buck 電路中的開關(guān)管均能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，降低了開關(guān)器件損耗。此外，全橋逆變電路輸出的電壓UP 與輸出電流IP 幾乎同相位，系統(tǒng)幾乎沒有無功功率輸入。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述理論與仿真分析的正確性，搭建了一套基于ZVT Buck 電路的IPT 充電系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺，如圖10 所示。該系統(tǒng)由大功率數(shù)字逆變電源、控制器、耦合機(jī)構(gòu)和負(fù)載組成。在實(shí)驗(yàn)過程中逆變電源輸出的電壓和電流，系統(tǒng)負(fù)載端的充電電壓與充電電流用YOKOGAW 公司的PX8000 功率分析儀進(jìn)行測量。實(shí)驗(yàn)平臺詳細(xì)參數(shù)如表1 所示。

本文用CC-CV 的充電模式。在CC 充電階段，電池等效系統(tǒng)負(fù)載阻值從6.9 Ω 增加到10.8 Ω，充電電流基本穩(wěn)定在35 A，充電電壓不斷上升。CV 充電階段，電池等效系統(tǒng)負(fù)載阻值從11.6 Ω 增大到110 Ω，充電電壓基本穩(wěn)定在370 V，充電電流開始逐漸減小至3.37 A，本文取充電電流的10%，即小于3.5 A 時(shí)充電結(jié)束。

圖11 為CC 模式時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形圖。其中：Urms3、Irms3和P3 分別表示逆變電源輸出電壓、電流和功率；Urms2、Irms2 和P2 分別表示系統(tǒng)負(fù)載端充電電壓、充電電流和輸出功率；η3 為效率（系統(tǒng)負(fù)載端輸出功率P2 與逆變電源輸出功率P3 之比）。

圖11（a）和（b）的電池等效負(fù)載阻值分別為6.9 Ω和10.8 Ω，系統(tǒng)負(fù)載端充電電流Irms2 分為34.182 A 和34.106 A，該階段系統(tǒng)輸出電流與負(fù)載無關(guān)，充電電流基本無變化，效率始終保持在90%以上。此外，逆變電源輸出電壓Urms3 和電流Irms3 基本實(shí)現(xiàn)零相位差。圖12 為CV 模式時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形圖。

圖12（a）和（b）的電池等效負(fù)載阻值分別為11.6Ω 和110 Ω，系統(tǒng)負(fù)載端充電電壓Urms2 分為365.66 V和371.26 V，電壓變化率為1.508%，充電電壓略有波動(dòng)，但基本保持恒定。當(dāng)充電至截止電流時(shí)，雖然系統(tǒng)輸出功率P2 降低到1.25 kW，但效率仍能保持在一個(gè)合理的數(shù)值。

為突出本文所提充電方法的優(yōu)勢，本文將與其他充電控制方式在恒流階段電流波動(dòng)、恒壓階段電壓波動(dòng)、最大充電效率、交流開關(guān)數(shù)量以及額外元件總數(shù)等5 個(gè)方面進(jìn)行對比，如表2 所示。

由表2 可知，與采用變頻控制方式相比，本文所提方法的充電電流與電壓的設(shè)計(jì)自由度較高，且充電時(shí)電流與電壓的波動(dòng)較小。與變補(bǔ)償拓?fù)浞绞较啾?，無需額外的交流開關(guān)與元件，降低了副邊電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度與成本，并且提高了充電效率。變補(bǔ)償參數(shù)的充電方式需要一個(gè)額外的開關(guān)器件與一個(gè)電容元件，降低了系統(tǒng)的功率密度與不穩(wěn)定性，而本文通過對改進(jìn)型ZVT Buck 電路的負(fù)反饋控制在各充電階段實(shí)現(xiàn)了較低的電流、電壓波動(dòng)且充電時(shí)傳輸功率較高。通過上述對比，表明了本文所提充電方式的有效性與可行性。

5 結(jié) 論

在IPT 系統(tǒng)中，大多采用加入交流開關(guān)和無源元件的方式實(shí)現(xiàn)電池恒流恒壓充電，增大了系統(tǒng)復(fù)雜度和控制難度。本文首先分析了改進(jìn)型ZVT Buck 電路的工作-理并設(shè)計(jì)了具體電路參數(shù)，其次分析了基于SS 型補(bǔ)償拓?fù)銲PT 系統(tǒng)的電壓、電流輸出特性，提出調(diào)節(jié)系統(tǒng)一次側(cè)改進(jìn)型ZVT Buck 電路的負(fù)反饋控制方式實(shí)現(xiàn)恒流恒壓充電。通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證得出，恒流充電階段，電池等效負(fù)載阻值從6.9 Ω 切換至10.8 Ω 時(shí)充電電流幾乎無變化，符合SS 拓?fù)浜懔魈匦缘睦碚撏茖?dǎo)； 恒壓充電階段，電池等效負(fù)載阻值從11.6 Ω 切換至110 Ω 時(shí)，由于實(shí)際系統(tǒng)中存在線圈內(nèi)阻，充電電壓雖略有變化，但仍能滿足恒壓要求； 且整個(gè)充電過程中較高的效率也驗(yàn)證了DC-DC 變換器軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)有利于降低功率損耗。因此該方法能夠較好實(shí)現(xiàn)IPT 系統(tǒng)的充電需求。

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