楊 林 雷 娟 傅 光 傅德民

(西安電子科技大學(xué)天線與微波技術(shù)國家重點實驗室，西安 陜西 710071)

1. 引 言

隨著微波集成技術(shù)的發(fā)展，印刷陣列天線由于其自身獨特的優(yōu)點已廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代雷達(dá)及通信等領(lǐng)域中[1]，其中高性能的多級饋電網(wǎng)絡(luò)是實現(xiàn)大型印刷陣列的關(guān)鍵技術(shù)之一。

陣列饋電網(wǎng)絡(luò)包括串饋[2]、并饋[3-4]及并饋與串饋結(jié)合[5]饋電形式,并饋網(wǎng)絡(luò)帶寬較寬，帶內(nèi)幅相特性平穩(wěn)，是所需帶寬較寬時的饋電方式選擇。考慮到網(wǎng)絡(luò)的尺寸、重量、損耗及功率容量等多個因素，大型網(wǎng)絡(luò)中常常需要多級不同形式、不同材料的1∶2網(wǎng)絡(luò)單元進(jìn)行級聯(lián)。

對于印刷振子陣列的饋電網(wǎng)絡(luò)，典型的1∶2網(wǎng)絡(luò)單元形式包括Wilkinson功分器及支線耦合器，其實現(xiàn)形式有帶狀線[6]、微帶線[7-8]等。多級網(wǎng)絡(luò)單元級聯(lián)后在其間產(chǎn)生的相互影響會影響整體網(wǎng)絡(luò)的駐波比，并使得到的口徑幅相分布偏離理想分布，影響天線增益、副瓣電平及波束形狀[9-10]，因此需要對多級混合網(wǎng)絡(luò)的整體特性進(jìn)行分析并有效調(diào)整。

本文提出了一種新的用于低副瓣雷達(dá)印刷陣列天線的分層微帶線/帶狀線混合饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，該網(wǎng)絡(luò)在靠近輸入端的前級采用分層空氣帶狀線形式，在靠近輸出端的后級采用微帶線形式，具有集成度高、損耗小、結(jié)構(gòu)緊湊等優(yōu)點。并基于散射矩陣的級聯(lián)分析對混合網(wǎng)絡(luò)中各子網(wǎng)絡(luò)參數(shù)進(jìn)行了調(diào)整，獲得了S波段中相對帶寬為10%的1∶48多級混合

網(wǎng)絡(luò)的良好的散射矩陣特性。

2. 理論分析

2.1 多級微帶/帶狀線混合饋電網(wǎng)絡(luò)模型

文中采用48元印刷振子陣列來實現(xiàn)雷達(dá)方位面的低副瓣波束，各個陣元的激勵電流歸一化幅度分布如圖1所示，其中陣元激勵電流幅度中心對稱：|IN-n+1|=|In|，相位等相，N為單元數(shù)目，n為單元序號。

圖1 陣元激勵電流歸一化分布

根據(jù)圖1中歸一化電流分布設(shè)計了1∶48的多級并饋網(wǎng)絡(luò)，其拓?fù)鋱D如圖2所示(由于網(wǎng)絡(luò)左右對稱，故給出了一半)，同時給出了各級功分器的功分比,從輸入端到各個輸出端口的傳輸線長度設(shè)計為等長。此饋電網(wǎng)絡(luò)在靠近輸入端的前級采用一個1∶12的空氣帶狀線網(wǎng)絡(luò)，主要利用其損耗小、功率容量大等優(yōu)點，在靠近輸出端的后級采用12個1∶4的微帶線網(wǎng)絡(luò)，主要利用其易與微帶印刷振子相集成、重量輕等優(yōu)點。同時，在設(shè)計中應(yīng)用了雙層帶狀線功分器以克服空氣帶狀線網(wǎng)絡(luò)尺寸較大的缺點。因此這種分層的混合網(wǎng)絡(luò)具有集成度高、損耗小、結(jié)構(gòu)緊湊等優(yōu)點，但同時也增加了分析的復(fù)雜度，本文基于散射矩陣的級聯(lián)分析方法進(jìn)行設(shè)計。

圖2 混合饋電網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D

2.2 多端口網(wǎng)絡(luò)的級聯(lián)分析

圖3表示由若干網(wǎng)絡(luò)任意級聯(lián)形成的m端口網(wǎng)絡(luò)，其中端口1到m為非級聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，端口m+1到n為級聯(lián)網(wǎng)絡(luò)。在級聯(lián)網(wǎng)絡(luò)中，端口m+1和m+2相聯(lián)，端口m+3和端口m+4相聯(lián)，…，端口n-1和端口n相聯(lián)。

圖3 任意級聯(lián)網(wǎng)絡(luò)

在級聯(lián)分析中，首先假設(shè)存在一n端口網(wǎng)路，該網(wǎng)絡(luò)中m+1、m+2、…、n端口為不相聯(lián)的獨立端口。將網(wǎng)絡(luò)矩陣稱為聯(lián)合矩陣，表示為sc.則有

b=sca

(1)

式中：

將各個矩陣寫為分塊矩陣的形式，則有

(2)

式中：

當(dāng)端口m+1和m+2、端口m+3和端口m+4、…、端口n-1和端口n相聯(lián)時，聯(lián)接關(guān)系為

a2=ub2

(3)

式中：

在式(2)中應(yīng)用式(3)消去b2，可得

b1=[s11+s12u(I-s22u)-1s21]a1

(4)

則級聯(lián)后形成的m端口網(wǎng)絡(luò)的散射矩陣為

sm=s11+s12u(I-s22u)-1s21

(5)

由矩陣u的性質(zhì)u=u-1，則式(5)可化為

sm=s11+s12(u-s22)-1s21

(6)

3. 實驗結(jié)果分析

為了驗證級聯(lián)模型分析的正確性，以1:4微帶線功分器為例，將其級聯(lián)計算結(jié)果與測試結(jié)果做以比較。在此基礎(chǔ)上計算了1：12分層帶狀線網(wǎng)絡(luò)的性能，與微帶功分器進(jìn)行級聯(lián)后獲得了整個1:48饋電網(wǎng)絡(luò)的計算結(jié)果，并與測試結(jié)果進(jìn)行了比較。

3.1 子網(wǎng)絡(luò)的分析驗證

圖4為1:4功分器實物圖(εr=2.65，δ=0.001,h=1.0 mm)，設(shè)輸入端為1端口，從左到右4個端口分別為2、3、4、5端口，其級聯(lián)計算結(jié)果和測試結(jié)果的比較如圖5所示。

圖4 功分器實物圖

由圖5(a)測試結(jié)果可見，端口1、2之間傳輸系數(shù)為-6.17～-6.34 dB(理論值為-5.87 dB)，端口1、3之間傳輸系數(shù)為-6.52～-6.36 dB(理論值為-5.93 dB)，端口1、4之間傳輸系數(shù)為-6.46～-6.56 dB(理論值為-6.06 dB)，端口1、5之間傳輸系數(shù)為-6.78～-6.99 dB(理論值為-6.24 dB)。各個端口的損耗約為0.6 dB.與計算結(jié)果相比，傳輸系數(shù)S12、S13、S14、S15的幅度值存在0.02～0.09 dB的差別，兩者之間的誤差與介質(zhì)材料的介電常數(shù)、厚度的精確性以及隔離電阻引入的電容相關(guān)。各個端口同相輸出，由圖5(b)、(c)可見，相位差小于0.50，相鄰端口隔離度小于-19.0 dB，反射系數(shù)小于-30.0 dB，計算結(jié)果和測試結(jié)果吻合良好。

(a) 傳輸系數(shù)幅度

(b) 傳輸系數(shù)相位

(c) 輸入端反射系數(shù)及各端口隔離度圖5 級聯(lián)計算結(jié)果和測試結(jié)果比較

3.2 整體網(wǎng)絡(luò)計算與測試結(jié)果

整體網(wǎng)絡(luò)輸入端口VSWR的計算值和測量值如圖6所示,兩曲線吻合較好，其在10%的工作頻帶內(nèi)駐波比不大于1.28.中心頻率上各輸出端口傳輸幅相的計算結(jié)果、測試結(jié)果及理想值分別繪于圖7(a)、(b)。可見：中心端口測試的幅度分布與期望分布吻合良好，網(wǎng)絡(luò)損耗為0.7～1.0 dB，邊緣端口由于其較低的功率值使得測試幅度分布誤差相對較大。端口相位的計算結(jié)果與測試結(jié)果起伏分別為±3.00°、±4.50°。其間的誤差是由于計算精度、網(wǎng)絡(luò)制作和裝配精度以及電阻、同軸接頭的焊接工藝等原因引起的。

圖6 輸入端口VSWR

(a) 中心頻點輸出端口傳輸參數(shù)幅度

(b) 中心頻點輸出端口傳輸參數(shù)相位圖7 中心頻點輸出端口幅相

4. 結(jié) 論

本文提出了一種新的用于低副瓣雷達(dá)印刷陣列天線的多級分層微帶線/帶狀線混合饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，并基于散射矩陣的級聯(lián)分析，對混合網(wǎng)絡(luò)中各子網(wǎng)絡(luò)參數(shù)進(jìn)行了調(diào)整，實現(xiàn)了S波段中相對帶寬為10%、駐波比不大于1.28、網(wǎng)絡(luò)損耗為0.7～1.0 dB的1：48多級混合網(wǎng)絡(luò)，應(yīng)用該網(wǎng)絡(luò)可實現(xiàn)低副瓣雷達(dá)所期望的口面幅相分布。

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