吳磊濤，張賢彪，譚 賽

（海軍工程大學 艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室，湖北 武漢430033）

0 引 言

大多數(shù)電源采用二極管和電容組成輸入電路，由于整流二極管的非線性特點和濾波電容的儲能作用，使得輸入電流波形嚴重畸變，呈脈沖狀，其中含有大量的諧波，這些諧波注入電網(wǎng)，引起嚴重的諧波污染［1］，導致了整流電路的功率因數(shù)低下，電能被浪費在各種損耗中，轉化為內(nèi)能使元件發(fā)熱，浪費電能，還導致整流元件老化，嚴重會導致整個整流模塊崩潰，電機無法工作。而波形畸變的電流供給電機時，也會導致電機運行的不穩(wěn)定，嚴重降低電機的運行性能。因此在技術角度研究提高整流側的功率因數(shù)，是非常必要的。

根據(jù)功率因數(shù)（PF）的定義，即

式中，I1為輸入基波電流有效值；Irms為輸入電流有效值；用γ＝表示輸入電流失真系數(shù)；cosФ為基波電流與基波電壓的相移因數(shù)。

可見功率因數(shù)（PF）由電流失真系數(shù)γ和cosФ決定。cosФ低，則表示用電設備的無功功率大，電能利用率低。γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，對電網(wǎng)造成污染。因此功率因數(shù)校正，就是對電路采取措施，使輸入電流波形接近正弦波并與輸入電壓同相位。電流正弦化是使電流波形失真系數(shù)為1；同相位是使cosФ＝1。綜合這兩點便可實現(xiàn)功率因數(shù)趨近于1［2］。

據(jù)此，提出一種基于R2A20114SP芯片的PFC電路，滿足了電源設計的要求，并通過實驗驗證電路的可行性和穩(wěn)定性。

1 功率因數(shù)校正電路的拓撲結構

校正電路同時實現(xiàn)對輸入電流的整形和對輸出電壓的調節(jié)，電路簡單、成本低、功率密度高，在小功率場合得到了廣泛的應用。其原理框圖如圖1。

圖1 電路模塊圖

電路分為兩個部分：主電路和控制電路。其中主電路包括前置濾波器、AC－DC（整流）、Boost升壓電路；控制電路包括芯片控制電路、采樣電路、驅動電路；此外還有一個附屬的穩(wěn)壓直流電源，對芯片供電。

主電路采用220 V工頻交流電作為電源。前置濾波器主要是兩個Ω型濾波器組成，消除電網(wǎng)中各種干擾，獲得一個比較標準的正弦波。整流電路采用單相橋式結構，進行AC－DC變換。在這里采用Boost電路拓撲的原因是Boost電路電感電流臨界連續(xù)，可以抑制EMI（Electro Magnetic Interference電磁干擾）噪聲，電流失真小、輸出功率大，驅動電路簡單。由于輸入功率是脈動的，但負載的功率需求是恒定的，必須在負載之前增加一個大容量的電容吸收功率，另外DCDC轉換器需要它消除紋波，調節(jié)輸出電壓。

控制電路保證芯片的正常工作，它的反饋有三個來源，一個是從輸入電壓上采樣的信號，作為斬波的依據(jù)；一個是從輸出電壓上取下的信號，它是進行過壓保護的依據(jù)。還有一個輸入電流信號CS，它是驅動功率MOSFET或IGBT通斷的依據(jù)，另外，該信號還承擔主電路過流保護的任務。功率MOSFET或IGBT的驅動可以由芯片單獨完成，但是考慮到芯片的負載能力不足，特別添加一個配置的驅動電路，使得IGBT或MOSFET獲得足夠的驅動電流。

2 R2A20114SP的工作原理

2.1 交錯功能的概念

在功率因數(shù)校正電路中，交錯是指電路中多個開關交錯導通，即每個開關的周期和占空比相同，但是開通的時刻依次滯后相等的時間。通常是利用兩個或兩個以上的開關管電路，每個電路都運行在交錯狀態(tài)下。由于電路的增多導致復雜性提高，穩(wěn)定性變差，損耗也增高，在中小功率場合反而不能提高功率因數(shù)。因此目前交錯功率因數(shù)校正電路多采用兩個基本電路。

運用交錯技術，能使輸入電流紋波減小，提高了功率因數(shù)，減小前級EMI濾波器的尺寸；與常規(guī)的校正電路相比，在傳輸相同功率的條件下，流經(jīng)開關管的電流更小，降低了開關管的通態(tài)損耗，提高了效率。

2.2 R2A20114SP的原理和優(yōu)點

R2A20114SP是臨界導通模式PFC控制IC，其利用交錯功能來提高效率。在交錯操作周期內(nèi)，2個升壓電路交替運行，以便對輸入電流波形進行整形。它將輸入紋波電流降至先前采用單升壓電路的1/4；通過提高輕負載條件下的效率而在所有負載區(qū)域內(nèi)均實現(xiàn)了高轉換效率，當它在輕負載下運行且無需高輸出功率時，R2A20114SP可以停止其中一個升壓電路。這樣，就可以提高輕負載下的效率，并且還可以在幾乎所有負載區(qū)域內(nèi)實現(xiàn)高轉換效率。

單路導通PFC升壓拓撲圖如圖2（a）所示。圖2（b）所示為基于R2A20114SP控制IC的PFC升壓拓撲。由圖2（b）可以看出，電路含有主從2個PFC開關（Q1與Q2）、2個升壓電感器（L1與L2）和2個升壓二極管（D1與D2），輸入和輸出電容共用一個接地點［3］。

圖2 兩種導通模式的拓撲結構比較

單路導通模式中，PFC只能控制一個變換器，當電感電流斜升到峰值時，則關斷PFC開關MOSFET，直到電感電流衰減至零為止。一旦電感電流降至零，MOSFET再次導通，開始新的開關周期，電感電流從零開始再次斜升，開/關循環(huán)產(chǎn)生基波電感電流，以圖3中信號1和L1的電流為例，一個開關周期中的峰值電感電流IPK（t）與導通時間TON和瞬時AC線路輸入電壓UAC（t）確定電感值為

平均輸入電流為峰值電感電流的一半，即：

交錯導通模式中，R2A20112控制2個升壓PWM電源變換器，其電流關系如圖3所示，可以得出

從圖3可看出，輸入電流變?yōu)檫B續(xù)，其平均值接近電感電流的峰值。而常規(guī)的單路臨界狀態(tài)boost電路的輸入電流平均值只有其峰值的一半，故在傳輸相同的功率下，交錯模式的電感電流可比后者小一半，流經(jīng)開關管的電流也將減小一半，兩個開關管的通態(tài)損耗減少一半。由于輸入電流的紋波減小，頻率為開關頻率的兩倍，降低了電流的高頻諧波含量，在常規(guī)PFC電路基礎上提高了功率因數(shù)。

圖3 驅動信號與對應電感電流的關系［4］

3 電路實現(xiàn)

3.1 主電路部分

在整流之前需要消除公共電網(wǎng)中的各類干擾。針對公共電網(wǎng)中的共模干擾和差模干擾同時存在的情況，采用共模扼流圈來實現(xiàn)該功能。針對電網(wǎng)中的高頻干擾，使用π型電容濾波消除。

圖4中兩組電感可視為共模扼流圈，繞向一致，當電源電流流過時，同組兩個線圈中的電流方向相反，產(chǎn)生的磁場可以互相抵消，相當于沒有電感效應。共模扼流圈兩端并聯(lián)的三個電容C4、C5、C6是濾波電容，對差模干擾起抑制作用，與電感構成π型濾波器。經(jīng)過處理之后，用整流橋將輸入電壓進行整流。880 kΩ電阻（實際為四個220 kΩ的電阻組成）為電容的放電電阻。輸入端兩個分別對地并接的電容C2、C3對共模干擾起旁路作用。

圖4 前置濾波器及Boost電路

升壓電路除了MOSFET控制的兩條電路之外，額外增設了一個D6通道，用于整流橋濾波電容斷路后放電。電感是Boost電路的關鍵器件，其值對電路的作用影響較大。根據(jù)公式（3）可以對電感值進行求解［6］。

在輸入電壓最小時，電感應該最大，占空比D為

L1和L2的電感值：

電感峰值電流IL（PK）：

有效電感電流是基于一個開關周期內(nèi)的三角波形，于是有

3.2 控制電路部分

參考RENESAS提供的電路，對R2A20114SP的控制回路進行設計，針對不同的功率需要修改其中的電器元件即可［5］。特別指出兩個信號采集回路，它們在電路工作過程中起關鍵作用。

圖5左側輸入電壓采樣電路采集的信號有兩個作用，一是作為交流電壓信號，參與芯片內(nèi)部的電流形成模塊的工作；二是用于交叉邏輯模塊，參與斬波，形成兩路GD信號控制Boost電路。

圖5右下角是FB管腳的輸出電壓采樣電路，主要用于過壓保護和調節(jié)輸出電壓。

根據(jù)公式（8）可以得知在主電路輸出電壓不變的條件下，調節(jié)變阻器VR3的大小或者修改3個大電阻的阻值可以調節(jié)FB的反饋大?。ù_保輸入FB的電流控制在0.1 mA左右）。由于與FB比較的電壓是芯片內(nèi)部電路提供的2.5 V的定值，在接近2.5 V的范圍時可以影響交叉邏輯。當FB的電壓超過2.5 V時，芯片調節(jié)GD信號的輸出占空比，關斷主電路，停止向輸出電容充電，降低輸出電壓；輸出電壓降低又使得FB的電壓值降低，通過負反饋調節(jié)將輸出電壓控制在設定的數(shù)值內(nèi)。因此，輸出電壓在電路正常工作的條件下是由FB管腳的電路決定的。

圖5右上角中輸入電流采樣電路有兩路，每一路信號都有兩個相同的功能，驅動信號的產(chǎn)生和過流保護；電路中需要阻值小的功率電阻，這個電阻主要是給予電壓信號的作用。此外，在CS的端口處通過電容接地，濾去高頻雜波（在調試電路板的過程中發(fā)現(xiàn)雜波的比重較大）；接電阻以限流，防止燒毀芯片內(nèi)部電路。

3.3 驅動電路

無驅動模塊的信號產(chǎn)生電路測得驅動信號毛刺較多，無明顯上升沿，輸出不穩(wěn)定，容易發(fā)生誤導通的情況，無法正常驅動Boost電路。因此以2013芯片為核心搭建了一個驅動電路如圖6。2013的作用是充當一

個非門電路，當3腳輸入一個高電平，8腳輸出低電平；當3腳輸入低電平，8腳輸出高電平15 V。兩個100 kΩ電阻的作用是限流，防止大電流燒壞三極管。增加驅動電路之后，信號波形明顯好轉，毛刺減少，基本不會出現(xiàn)誤導通現(xiàn)象。

圖6 驅動電路

4 測試結果

PFC升壓變換器AC輸入電壓范圍為135 V～265 V，DC輸出電壓UO＝300 V，輸出功率PO為0～800 W，效率η在90%以上，開關頻率fmin＝40 kHz。

測試條件：AC輸入電壓為186 V，頻率50 Hz；負載為400Ω/200Ω/100Ω的功率電阻，輸出電壓為300 V（這里只記錄400Ω的情況）。

在無控制電路的情況下，整流電壓和終端電壓的波形均為直流，電壓均為258 V（186 V×1.41＝260 V）；在有控制的條件下，整流電壓值為165 V，終端電壓電壓值上升到300 V?？梢耘袛啵谔砑恿丝刂齐娐泛?，實現(xiàn)了Boost電路的正常工作。經(jīng)過對驅動信號的測量，單路驅動電路的占空比約為0.26，得出α為0.48。而根據(jù)公式 E/（1－α）＝U。其中，E 為165 V，U 為300 V，根據(jù)公式計算可以得出α為0.45，二者基本一致。這說明主電路的工作是正常的。

在控制電路工作之后，經(jīng)過比較，電流的波形與電壓的波形基本一致，并且輸入電流正弦化，電流的失真系數(shù)較小。根據(jù)功率因數(shù)的定義，可以認為功率因數(shù)增大了，得出結論：該功率因數(shù)校正電路能夠實現(xiàn)其校正的目標，效果較好。

具體的功率因數(shù)計算可以通過功率表讀數(shù)得出，不再展開。此外，輸入電流的波形正弦化不甚理想，仍然存在一定的失真，說明電路的校正效果還有待提高，下一步將繼續(xù)研究。

圖7 控制回路工作前后輸入電壓和輸入電流的比較

5 結 論

本文介紹的功率因數(shù)校正電路以R2A20114SP芯片為控制核心，選用Boost升壓電路，整合了臨界導通模式（CRM）交錯PFC控制技術，同時根據(jù)電路特點設計了匹配芯片的MOSFET信號驅動電路。實驗表明：在400 W以下的工頻電路中，完全保證了輸入電流波形為正弦，輸入電流諧波滿足IEC100032的要求；PFC級的電流能自動跟隨輸入電壓，提高了功率因數(shù)值；電路本身具有的電壓保護和過流保護功能使得電路的穩(wěn)定性極好。本電路可以用于中小功率穩(wěn)壓電源和無刷電機的控制器中，應用前景廣闊。

［1］ 徐 勇，金辛海.多路輸出反激式開關電源的反饋環(huán)路設計［J］.電源技術應用，2009，1：70－75.

［2］ 劉軍蘭.臨界導通交錯模式PFC控制原理及應用［J］.國外電子元器件，2008，（2）：2.

［3］ RENESAS公司.ir－con＿PR＿for＿China100114［Z］.2009：9.

［4］ RENESAS公司.R2A20114＿EVB＿manual［Z］.2011：7.

［5］ 曹 秬，馬建國.臨界導電交錯模式PFC原理與設計［J］.通信電源技術，2009，26（5）：2.