譚 成，何原明，趙 菁，何湘寧

（浙江大學(xué) 電力電子技術(shù)國(guó)家專業(yè)實(shí)驗(yàn)室，浙江 杭州 310027）

0 引言

多電平逆變器因其開關(guān)器件耐壓要求低、承受的du/dt小、輸出電壓的總諧波畸變率低、電磁干擾小等特點(diǎn)，在工業(yè)中具有廣闊前景，成為研究熱點(diǎn)。混合型多電平拓?fù)涫窃诙O管箝位型［1-2］、飛跨電容型［3-4］和級(jí)聯(lián)型［5-6］這 3 種經(jīng)典的多電平拓?fù)涞幕A(chǔ)上發(fā)展起來的一類新型多電平拓?fù)洌?-10］。這類拓?fù)淠軌蚩朔?jīng)典多電平拓?fù)涞牟蛔?，并具有新的特點(diǎn)。

文獻(xiàn)［7］提出的混合箝位拓?fù)渫ㄟ^系統(tǒng)中增加懸浮電容的方式平衡了直流母線電壓，克服了二極管箝位拓?fù)湫枰獜?fù)雜的控制方式才能夠平衡母線電容電壓的缺點(diǎn)［11-14］。文獻(xiàn)［8］中的拓?fù)湟燥w跨電容三電平拓?fù)錇榛締卧捎眉?jí)聯(lián)的方式將其連接，構(gòu)成了電容箝位型混合拓?fù)?。文獻(xiàn)［9］采用了二極管箝位三電平拓?fù)錇榛締卧?，以?jí)聯(lián)的方式構(gòu)成了新的混合型多電平拓?fù)洹Ｎ墨I(xiàn)［6］提出的一種混合箝位多電平拓?fù)鋵⒍O管箝位型和飛跨電容型多電平拓?fù)溥M(jìn)行了有機(jī)結(jié)合。由于通過硬件改進(jìn)實(shí)現(xiàn)了直流母線電容電壓自動(dòng)平衡，該拓?fù)淇晒?jié)省控制芯片的資源，降低了對(duì)控制芯片的要求。該拓?fù)溥€具有倍壓輸出的功能，即輸入電壓僅為輸出電壓的1/2，這樣可以減小輸入側(cè)變壓器的成本。在器件數(shù)量方面，文獻(xiàn)［6］所提的拓?fù)渑c傳統(tǒng)的五電平二極管箝位拓?fù)湎啾?，減少了6個(gè)箝位二極管；與五電平飛跨電容拓?fù)湎啾?，減少了5個(gè)電容；與級(jí)聯(lián)型拓?fù)湎啾?，該拓?fù)鋵?duì)輸入側(cè)變壓器的要求較低，有利于降低成本。當(dāng)該拓?fù)渫卣怪粮唠娖綍r(shí)，不需增加復(fù)雜的控制方式便能夠?qū)崿F(xiàn)母線電容電壓平衡。由于該拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)電壓電流四象限運(yùn)行，所以適合多種應(yīng)用場(chǎng)合。

在對(duì)文獻(xiàn)［6］的拓?fù)溥M(jìn)行實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)，采用通用控制方式［15］時(shí)，直流母線電容存在幅值較大的沖擊電流。這將嚴(yán)重影響電容的壽命，增加系統(tǒng)損耗，降低系統(tǒng)的可靠性。本文通過對(duì)混合箝位型多電平拓?fù)涔ぷ髟淼奶骄浚瑢ふ业疆a(chǎn)生沖擊電流的原因，提出一種改進(jìn)的三相PWM控制方法，可有效減小沖擊電流的幅值。通過數(shù)學(xué)計(jì)算求得控制方式中的最優(yōu)組合，可將沖擊電流降至最低。通過Saber工程軟件仿真和搭建樣機(jī)驗(yàn)證了改進(jìn)控制方式的有效性。

1 混合箝位型多電平逆變器拓?fù)?/h2>

1.1 基本結(jié)構(gòu)

圖1為文獻(xiàn)［6］提出的混合箝位五電平逆變器拓?fù)?，圖中Udc表示一個(gè)直流母線電容所承受的電壓。單相拓?fù)浒娙蓦妷浩胶怆娐泛退碾娖蕉O管箝位電路。在三相系統(tǒng)中，每個(gè)橋臂共同并聯(lián)至相互串聯(lián)的2個(gè)直流母線電容。

電容電壓平衡電路部分包括6個(gè)箝位開關(guān)管和3個(gè)懸浮電容。箝位開關(guān)管可以分為2組，VTc2、VTc4、VTc6屬于組Ⅰ，VTc1、VTc3、VTc5屬于組Ⅱ。相同組的開關(guān)管控制信號(hào)完全相同，不同組的箝位開關(guān)管控制信號(hào)互補(bǔ)：如果組Ⅰ的開關(guān)管導(dǎo)通，則組Ⅱ的開關(guān)管關(guān)斷，電容電壓平衡電路處于狀態(tài)A；如果組Ⅱ的開關(guān)管導(dǎo)通，則組Ⅰ的開關(guān)管關(guān)斷，電容電壓平衡電路處于狀態(tài)B，見圖1。在狀態(tài)A中，平衡電路的4個(gè)輸出端 ① — ④ 可以輸出 +2Udc、+Udc、0 和 -Udc；在狀態(tài)B中，平衡電路的4個(gè)輸出端可以輸出+Udc、0、-Udc和-2Udc。2種工作狀態(tài)交替即形成了五電平輸出。

四電平二極管箝位電路由6個(gè)箝位二極管VD1—VD6、6個(gè)主功率輸出開關(guān)管VT1—VT6和3個(gè)懸浮電容組成。根據(jù)文獻(xiàn)［16］，每次有相鄰3個(gè)主功率輸出開關(guān)管導(dǎo)通，且 VT1與 VT4、VT2與 VT5、VT3與 VT6這3對(duì)開關(guān)管的控制信號(hào)互補(bǔ)。箝位電路能夠?qū)⒚總€(gè)器件箝位至直流母線電容電壓Udc，也能夠?yàn)檎蚧蜇?fù)向電流提供通路。

圖1 混合箝位型五電平逆變器三相橋臂拓?fù)銯ig.1 Topology of three-phase hybrid-clamped five-level inverter

1.2 PWM控制方式

調(diào)制方式采用的是文獻(xiàn)［15］提出的混合箝位拓?fù)涞耐ㄓ每刂品绞健D2為主開關(guān)VT1、VT2、VT3和箝位開關(guān)管VTc1的載波波形，um代表調(diào)制波。與傳統(tǒng)PWM控制［17］的載波形態(tài)不同，在通用調(diào)制方式中，每個(gè)開關(guān)器件的調(diào)制波位于2個(gè)載波帶。對(duì)于箝位管VTc1的載波，其載波處于非相鄰的2個(gè)載波帶，所以產(chǎn)生了載波過渡線段AB和CD。若調(diào)制波與載波過渡線段相交，則箝位開關(guān)管會(huì)發(fā)生一次狀態(tài)改變，電容電壓平衡電路的工作狀態(tài)也會(huì)相應(yīng)改變。

圖2 混合箝位五電平拓?fù)鋯蜗噍d波波形Fig.2 Single-phase carrier waveform of hybrid-clamped five-level inverter

圖3為采用通用調(diào)制方式時(shí)，三相橋臂箝位開關(guān)管的載波波形（uVTc1A、uVTc1B和uVTc1C）及其控制信號(hào)，umA、umB和umC分別表示A相、B相和C相的調(diào)制波。可以看到，由于三相箝位管的載波相位相同，它們的載波過渡線段位置也相同，當(dāng)調(diào)制波與載波過渡線段相交時(shí)，三相箝位開關(guān)管會(huì)同時(shí)發(fā)生狀態(tài)改變。如圖3底部的箝位管控制信號(hào)，“3”表示在同一時(shí)刻三相箝位開關(guān)管同時(shí)發(fā)生動(dòng)作。

圖3 三相箝位管的載波波形、控制信號(hào)和“動(dòng)作重疊時(shí)刻”產(chǎn)生示意圖Fig.3 Carrier waveforms of three-phase clamping switches，control signals and overlapping time

1.3 混合箝位多電平拓?fù)涞碾娙蓦妷鹤云胶?/h3>

混合箝位多電平拓?fù)湟驗(yàn)槠潆娙蓦妷浩胶怆娐房梢宰詣?dòng)實(shí)現(xiàn)直流母線電容電壓平衡，而不需要復(fù)雜的控制方式。

以單相情況下的電容C1為例。假設(shè)系統(tǒng)已處于穩(wěn)定工作狀態(tài)，直流母線電容和懸浮電容的電壓均為Udc，且電壓平衡電路在狀態(tài)A，系統(tǒng)通過③端經(jīng)四電平二極管箝位電路輸出+Udc。這樣，C1與C4并聯(lián)，共同為負(fù)載提供能量。能量輸出造成C1的電壓下降，而此時(shí)其他電容因?yàn)椴惶幱谀芰枯敵龌芈?，而保持電壓不變或通過直流母線充電而略微上升。狀態(tài)A與狀態(tài)B交替出現(xiàn)，所以在下一時(shí)刻，電壓平衡電路通過箝位管的狀態(tài)改變而進(jìn)入狀態(tài)B。在狀態(tài)B中，C1與C3并聯(lián)，兩者會(huì)發(fā)生電荷轉(zhuǎn)移，以保證電容兩端電壓相等且直流母線將對(duì)C1充電。如此，雖然C1的電壓有升有降，但在一個(gè)周期內(nèi)，實(shí)現(xiàn)了電壓的動(dòng)態(tài)平衡。拓?fù)渲衅渌娙蓦妷旱钠胶庠硐嗤?/p>

2 直流電容沖擊電流的產(chǎn)生機(jī)理

2.1 通用調(diào)制方式下單相系統(tǒng)中直流母線電容的沖擊電流

通過上文分析，電容電壓平衡電路通過改變電容的并聯(lián)方式，可以實(shí)現(xiàn)電壓的動(dòng)態(tài)平衡。然而，在并聯(lián)的過程中，電荷需要在短暫的時(shí)間內(nèi)完成轉(zhuǎn)移，因而產(chǎn)生了沖擊電流。這種電流頻率高、幅值高，當(dāng)流經(jīng)電容后，會(huì)使電容發(fā)熱情況加重，大幅降低了電容的使用壽命，也降低了系統(tǒng)的可靠性。

首先分析單相系統(tǒng)中流經(jīng)直流母線電容的沖擊電流。圖4為電容C1、C3、C4的電壓和流經(jīng)電容C1的電流。當(dāng)箝位管VTc1的控制信號(hào)ugVTc1由低變高時(shí)，表示組Ⅱ的開關(guān)管由關(guān)斷轉(zhuǎn)為開通，電路轉(zhuǎn)為狀態(tài)B，電容C1與C3發(fā)生并聯(lián)動(dòng)作。并聯(lián)后，由于兩者電壓不同，會(huì)產(chǎn)生沖擊電流，以實(shí)現(xiàn)電荷轉(zhuǎn)移。可以明顯看到，當(dāng)電容C1與電容C3的電壓相差較大時(shí)，沖擊電流的幅值也會(huì)增大；而當(dāng)兩電容電壓相差較小時(shí)，沖擊電流也會(huì)減小。

由于C1與C3并聯(lián)時(shí)，C1的電壓高于C3，所以兩者并聯(lián)時(shí)C1放電，產(chǎn)生正向的沖擊電流；C1與C4并聯(lián)時(shí)，C1的電壓低于C4，兩者并聯(lián)時(shí)C1被充電，產(chǎn)生負(fù)向的沖擊電流。所以，如果能夠減小電容的電壓紋波，那么懸浮電容和直流母線電容的電壓差值會(huì)減小，沖擊電流也會(huì)減小。

圖4 單相系統(tǒng)電容 C1、C3、C4電壓和 C1電流Fig.4 Voltage across C1，C3and C4，and surge current through C1in single-phase system

2.2 通用調(diào)制方式下三相系統(tǒng)中直流母線電容的沖擊電流

由2.1節(jié)的分析可知，發(fā)生并聯(lián)的電容電壓差值是影響沖擊電流大小的重要因素。如果能夠減小電容之間的電壓差值，就可以有效地減小沖擊電流。

圖5為三相系統(tǒng)中，電容C1與A相懸浮電容C3A的電壓紋波和流經(jīng)電容C1的電流波形。可以看到，C1和C3A的電壓差與圖4相比明顯減小，流經(jīng)電容C1的電流幅值與圖4中的電流幅值相比也明顯減小。這是因?yàn)榕c單相系統(tǒng)相比，三相系統(tǒng)有3個(gè)橋臂的懸浮電容，直流母線電容被箝位的次數(shù)增加，所以電壓的波動(dòng)減小，沖擊電流的幅值也隨之減小。

圖5 三相系統(tǒng)電容C1、C3A電壓和C1電流Fig.5 Voltage across C1and C3Aand surge current through C1in three-phase system

通過對(duì)電容電壓平衡電路的分析可知，當(dāng)調(diào)制波與箝位開關(guān)管的載波相交，箝位開關(guān)管發(fā)生動(dòng)作，會(huì)使母線電容被懸浮電容箝位。在調(diào)制波與箝位開關(guān)管載波相交的時(shí)刻中，有些時(shí)刻只有某一相的箝位管發(fā)生動(dòng)作，而另外某些時(shí)刻，有兩相或者三相的箝位管同時(shí)發(fā)生動(dòng)作（見圖3），后者稱之為“動(dòng)作重疊時(shí)刻”。在一般控制方式下，由于每相箝位管的載波完全一致，特別是當(dāng)調(diào)制波與載波過渡線段相交時(shí)，產(chǎn)生了大量的“動(dòng)作重疊時(shí)刻”，這使得三相系統(tǒng)中直流母線電容被懸浮電容箝位的次數(shù)減少，增加了電容充電或放電的時(shí)間，進(jìn)而增加了母線電容與懸浮電容的電壓差，導(dǎo)致產(chǎn)生過高的沖擊電流。

圖3說明三相系統(tǒng)中，采用通用調(diào)制方式時(shí)，會(huì)產(chǎn)生大量的“動(dòng)作重疊時(shí)刻”。

3 改進(jìn)的PWM控制方法

3.1 改進(jìn)的PWM控制方法原理

由于通用調(diào)制方式中重疊的載波過渡線段產(chǎn)生了大量“動(dòng)作重疊時(shí)刻”，改進(jìn)的PWM控制方式更改了B、C相的載波過渡線段的位置，以減小“動(dòng)作重疊時(shí)刻”的數(shù)量。圖6為采用改進(jìn)PWM控制方法后，三相系統(tǒng)中“動(dòng)作重疊時(shí)刻”發(fā)生的次數(shù)?？梢钥吹剑M管箝位管的載波形態(tài)沒有發(fā)生改變，但由于B、C相的載波初始狀態(tài)與A相載波不同，使得在同一時(shí)刻下，三相載波不再相同，三相的載波過渡線段也不再重合。這就避免了“動(dòng)作重疊時(shí)刻”的大量產(chǎn)生。

圖6 三相系統(tǒng)采用改進(jìn)的PWM控制方法后“動(dòng)作重疊時(shí)刻”示意圖Fig.6 Overlapping time generated by improved three-phase control method

改進(jìn)的PWM控制方式以A相箝位管載波過渡線段為參考，B相和C相的箝位管載波過渡線段可以設(shè)置與A相載波過渡線段相差某個(gè)相位以減少“動(dòng)作重疊時(shí)刻”的數(shù)量。這樣，在每一時(shí)刻，僅有某一相的箝位管動(dòng)作，即一相的懸浮電容箝位母線電容，母線電容被箝位的次數(shù)增加，電容電壓更接近Udc，電壓紋波降低，沖擊電流也會(huì)得到限制。圖4中有12個(gè)動(dòng)作重疊時(shí)刻，每個(gè)時(shí)刻均有三相箝位管一起動(dòng)作，即如果與理想情況（每次只有一相箝位管動(dòng)作）相比，通用調(diào)制方式下直流母線電容被箝位的次數(shù)少了30次。而圖6中，在采用改進(jìn)的控制方式后，在相同的時(shí)間內(nèi)只產(chǎn)生了6個(gè)“動(dòng)作重疊時(shí)刻”，每個(gè)時(shí)刻只有兩相箝位管一起動(dòng)作，直流母線電容被箝位的次數(shù)比理想情況少了6次，即改進(jìn)的控制方式可以明顯增加母線電容被箝位的次數(shù)。

圖7為三相系統(tǒng)中，采用通用調(diào)制方式和改進(jìn)調(diào)制方式時(shí)流過C1的電流，在改進(jìn)調(diào)制方式中，B相箝位管的載波過渡線段與A相的相差200 μs，C相箝位管的載波過渡線段與A相的相差500 μs。由于拓?fù)涞膶?duì)稱性，文中只以母線電容C1為例?？梢?，采用改進(jìn)調(diào)制方式后，流過C1的電流減小至100 A以下，說明改進(jìn)調(diào)制方式能夠有效減小沖擊電流。

圖7 不同調(diào)制方式下流經(jīng)C1的沖擊電流Fig.7 Surge current through C1 by different control methods

3.2 改進(jìn)控制方式的最優(yōu)計(jì)算

首先，以A相載波過渡線段為時(shí)間基準(zhǔn)參考，將B相載波過渡線段與A相載波過渡線段的相位差定義為“pdAB”，將C相載波過渡線段與A相載波過渡線段相位差定義為“pdAC”。隨著pdAB和pdAC的變化，B相和C相的箝位管控制信號(hào)將發(fā)生變化，“動(dòng)作重疊時(shí)刻”的數(shù)量也將隨之改變。

由于對(duì)pdAB和pdAC進(jìn)行恰當(dāng)?shù)倪x擇可以減少“動(dòng)作重疊時(shí)刻”發(fā)生的數(shù)量，增加母線電容被箝位的次數(shù)，減小電容電壓紋波，最終減小沖擊電流，所以需要尋找到最優(yōu)的pdAB和pdAC的組合值，當(dāng)B相、C相箝位管載波與A相箝位管載波的相位差為此最優(yōu)值時(shí)，“動(dòng)作重疊時(shí)刻”的發(fā)生次數(shù)最少，母線電容能夠獲得最多的箝位次數(shù)，沖擊電流也最小。

根據(jù)上文的分析，電容并聯(lián)方式的更改導(dǎo)致了沖擊電流的產(chǎn)生。前一次并聯(lián)動(dòng)作產(chǎn)生的沖擊電流沒有消失之前，不可以發(fā)生第2次電容并聯(lián)動(dòng)作，否則會(huì)導(dǎo)致2次沖擊電流疊加，產(chǎn)生幅值更大的沖擊電流，所以兩相箝位管載波過渡線段的時(shí)間差必須要大于某個(gè)時(shí)間長(zhǎng)度。假設(shè)混合箝位多電平系統(tǒng)中的直流母線電容容值為2 000 μF，如果線路的寄生電阻約為50 mΩ，沖擊電流的峰值會(huì)達(dá)到100 A，這樣需要數(shù)十微秒的時(shí)間讓沖擊電流降至10%以下。所以直流母線電容2次被箝位的時(shí)間間隔可以設(shè)置在90 μs左右，以滿足以上要求。另外，如果載波頻率為fc，那么pdAB和pdAC的值均不能超過1/fc。

本文載波頻率為1000 Hz，當(dāng)考慮以上幾點(diǎn)要求后，以100 μs為pdAB和pdAC的變化增量。通用調(diào)制方式即為pdAB=pdAC=0 μs的情況。為尋找到可以將沖擊電流降至最小的pdAB、pdAC值，采用了Mathematica工程數(shù)學(xué)軟件。pdAB和pdAC從0 μs變化至 900 μs，以 100 μs等距遞增，共有 100 種不同的相位差組合方式，利用Mathematica編程求取每種組合下“動(dòng)作重疊時(shí)刻”發(fā)生的次數(shù)。最優(yōu)的pdAB和pdAC組合值對(duì)應(yīng)的“動(dòng)作重疊時(shí)刻”總數(shù)最少。

圖8為計(jì)算一種組合A相與B相之間所產(chǎn)生的“動(dòng)作重疊時(shí)刻”次數(shù)的程序流程圖。圖中，tA記錄了A相箝位開關(guān)管的動(dòng)作時(shí)刻，tB、tC記錄了B相、C相箝位管的動(dòng)作時(shí)刻，θ為B相與A相的相位差。對(duì)每相時(shí)間數(shù)據(jù)進(jìn)行比較，如果2個(gè)時(shí)刻的時(shí)間間隔小于設(shè)定的閾值，則說明產(chǎn)生了一次“動(dòng)作重疊時(shí)刻”，并記錄此時(shí)刻于nA，C相與A相之間的“動(dòng)作重復(fù)時(shí)刻”計(jì)算方法與此相同，同時(shí)三相箝位管同時(shí)動(dòng)作的時(shí)刻只記作一次“動(dòng)作重疊時(shí)刻”。最后在Sum中記錄了該組合情況的“動(dòng)作重疊時(shí)刻”總數(shù)。

圖8 計(jì)算A相與B相存在的“動(dòng)作重疊時(shí)刻”的程序流程圖Fig.8 Flowchart of calculation of overlapping time between phase A and B

圖9為計(jì)算結(jié)果。當(dāng) pdAB＝0.4 ms、pdAC=0.7 ms時(shí)，發(fā)生的“動(dòng)作重疊時(shí)刻”次數(shù)最少，為1次。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證改進(jìn)PWM控制方式的可行性，本文利用Saber工程軟件仿真，并搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)與仿真參數(shù)相同，如下：調(diào)制比M=0.85，載波頻率fc=1000 Hz，基波頻率f0=50 Hz，直流側(cè)電壓為1200 V，階梯期望電壓為300 V，階梯數(shù)為5，直流母線電容為 2200 μF，懸浮電容為 2200μF，每相負(fù)載（星形）為 23 Ω。

圖9 “動(dòng)作重疊時(shí)刻”計(jì)算結(jié)果Fig.9 Results of overlapping time calculation

仿真中采用 pdAB=0.4 ms，pdAC=0.7 ms，即 B相箝位開關(guān)管載波過渡線段與A相相差0.4 ms，C相載波過渡線段與A相相差0.7 ms，仿真結(jié)果由圖10給出。與圖5采用通用調(diào)制方式的C1電壓、電流相比，圖10中的電容電壓最高值由大于305 V降低至303 V，波動(dòng)更??；沖擊電流正向峰值由135 A降低至38 A，減少了71.9%；負(fù)向峰值絕對(duì)值由140 A降低至42 A，減少了70%。

圖10 采用改進(jìn)控制方式和最優(yōu)相位差組合后C1的電壓、電流仿真波形Fig.10 Simulative waveforms of voltage across C1and surge current through C1under improved control and optimal combination of phase differences

圖11為采用改進(jìn)控制方式和最優(yōu)相位差組合后電容C1的電流實(shí)驗(yàn)波形。與圖12中采用通用調(diào)制方式相比，沖擊電流的正向峰值由21 A降低至12 A，負(fù)向峰值絕對(duì)值由75 A降低至20 A，減小幅度分別為42.9%、73.3%?？梢钥吹?，改進(jìn)控制方式有效地抑制了沖擊電流的幅值。

改進(jìn)控制方式對(duì)輸出的相電壓、線電壓的諧波含量沒有造成影響。圖13為實(shí)驗(yàn)C相電壓輸出波形。在文獻(xiàn)［10］中，調(diào)制比為0.8時(shí)輸出相電壓的THD為38.7%，采用改進(jìn)PWM控制方式后，輸出相電壓的THD為35.6%。

另外，搭建的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中的線路寄生參數(shù)（如雜散電感等）會(huì)對(duì)沖擊電流有抑制效果，所以實(shí)驗(yàn)結(jié)果比仿真結(jié)果有所減小。但是混合箝位型多電平系統(tǒng)通常應(yīng)用于中高壓的工業(yè)環(huán)境中，為了減少損耗，系統(tǒng)的線路寄生參數(shù)會(huì)設(shè)計(jì)得盡量小，此時(shí)實(shí)驗(yàn)結(jié)果會(huì)更趨近于仿真結(jié)果。仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明，改進(jìn)PWM控制及其最優(yōu)組合較好地減小了流經(jīng)直流母線電容的沖擊電流。

圖11 采用改進(jìn)控制方式和最優(yōu)相位差組合后C1的電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of surge current through C1under improved control and optimal combination of phase differences

圖12 三相系統(tǒng)流過直流母線電容C1的電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms of surge current through C1for three-phase system

圖13 C相輸出電壓、CA線電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveforms of output voltage of phase C and line voltage of phase CA

5 結(jié)論

本文針對(duì)混合箝位多電平拓?fù)涮岢隽艘环N改進(jìn)的PWM控制方式，對(duì)抑制流過母線電容的沖擊電流有明顯的效果。在此基礎(chǔ)上，通過數(shù)學(xué)計(jì)算求得了最優(yōu)的組合方式，使得母線電容獲得最多次的被箝位機(jī)會(huì)，從而將沖擊電流限制至最小值。此種控制方式適用于含有懸浮電容的混合箝位多電平拓?fù)?。仿真和?shí)驗(yàn)結(jié)果均表明改進(jìn)PWM控制方式有效地降低了流經(jīng)母線電容的沖擊電流，從而降低了系統(tǒng)的損耗，延長(zhǎng)了電容的壽命，進(jìn)而提高了系統(tǒng)的可靠性。