姚常青

（陜西工業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院 陜西 咸陽(yáng) 712000）

傳統(tǒng)的APFC 變換器可以分為兩級(jí)和單機(jī)兩種類(lèi)型，其中兩級(jí)型PFC 變換器包括前級(jí)的PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器和后級(jí)的DC/DC 變換器。PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的輸出電壓調(diào)節(jié)在380 V。因?yàn)椴粚?duì)稱(chēng)半橋（AHB）變換器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單并具有零電壓開(kāi)關(guān)特性，因此要求CPFC的容量需要足夠大，以保證在保持時(shí)間內(nèi)AHB變換器的輸入電壓變化不大，為了減小CPFC的容量，在PFC變換器和AHB 變換器之間加入一級(jí)Boost 變換器，從而解決所存在的問(wèn)題[1]。

1 應(yīng)用于后級(jí)的DC/DC 變換器

一般情況下應(yīng)用于后級(jí)的兩級(jí)PFC AC/DC 變換器如圖1 所示。

圖1 兩級(jí)PFC AC/DC 變換器Fig.1 Two PFC AC/DC converter

在大多數(shù)計(jì)算機(jī)系統(tǒng)中電源都要求要有一定的保持時(shí)間。保持時(shí)間是指在輸入電壓突然斷電后電源保持輸出電壓穩(wěn)定在一定范圍內(nèi)的時(shí)間。這項(xiàng)要求可以確保計(jì)算機(jī)在出現(xiàn)輸入故障是有足夠的時(shí)間備份數(shù)據(jù)或者切換到不間斷電源（UPS）下工作。在此期間，由電源中的儲(chǔ)能電容CPFC向負(fù)載提供能量。因?yàn)檩斎霐嚯姾鬀](méi)有能量輸入，所以CPFC的兩端的電壓會(huì)逐漸下降到零。這樣后級(jí)DC/DC 變換器的輸入電壓會(huì)變化過(guò)大，但是AHB 變換器的輸入電壓變化范圍比較小，負(fù)責(zé)將失去她的一些優(yōu)點(diǎn)。因此CPFC的容量需要足夠大，以保證在保持時(shí)間內(nèi)AHB 變換器的輸入電壓變化不大[2]。

為了減小CPFC的容量，在PFC 變換器和AHB 變換器之間加入一級(jí)Boost 變換器，如圖2 所示。正常工作條件下第一級(jí)變換器進(jìn)行功率因數(shù)校正，加入的Boost 變換器作為DC/DC 級(jí)工作在電流連續(xù)模式下。當(dāng)輸入掉電時(shí)，加入的Boost變換器能將存儲(chǔ)在CPFC上的能量全部傳到負(fù)載，因此可以大大減小CPFC的容量。但圖2 所示的三級(jí)結(jié)構(gòu)過(guò)于復(fù)雜，增加了電路的成本和體積，并且效率不高。為了簡(jiǎn)化這樣的三級(jí)結(jié)構(gòu)，可以將前兩集合為一級(jí)，為此提出了一種復(fù)合型單開(kāi)關(guān)PFC預(yù)調(diào)器[3]。

2 拓?fù)涞奶岢?/h2>

圖3 所示是一種復(fù)合型PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器，其中PFC 變換器與Boost 變換器共用開(kāi)關(guān)管VT。當(dāng)VT 導(dǎo)通時(shí)，整流后的交流輸入電壓通過(guò)二極管VD2 向Lb1充電，同時(shí)CPFC向Lb2充電。當(dāng)VT關(guān)斷后，Lb1通過(guò)VD1向CPFC放電，Lb2向負(fù)載提供能量。為了獲得較高的功率因數(shù)，Lb1工作在電流斷續(xù)模式。電容CB 兩端的電壓控制在420 V，作為下一級(jí)AHB 變換器的輸入電壓。輸入掉電后，Lb1不工作，Boost 變換器將CPFC上儲(chǔ)存的能量傳遞到CB，使其電壓穩(wěn)定在420 V。因此后以及AHB變換器的輸入電壓基本保持不變，便于她的優(yōu)化設(shè)計(jì)[4]。

圖2 三級(jí)PFCAC/DC 變換器Fig.2 Three PFCAC/DC converter

圖3 復(fù)合型單開(kāi)關(guān)PFC 變換器Fig.3 Composite single switching PFC converter

因?yàn)镈C/DC 級(jí)Boost 變換器工作在電流連續(xù)模式下，占空比并不隨負(fù)載的變化而馬上調(diào)節(jié)。輕載時(shí)占空比不能馬上減小，因此輸入功率與重載時(shí)相同。在半個(gè)工頻周期內(nèi)輸入能量大于輸出能量，多余的能量存儲(chǔ)在電容CPFC中，導(dǎo)致其兩端的電壓急劇上升，需要選用高耐壓值的器件。為了保持輸出電壓不變，電壓環(huán)開(kāi)始調(diào)節(jié)輸出電壓，這是占空比才開(kāi)始減小，輸入功率也相應(yīng)減小。只有當(dāng)輸入功率等于輸出功率時(shí)，這一動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過(guò)程才能結(jié)束。此時(shí)CPFC 兩端的電壓已經(jīng)高于450 V，不利于選擇低成本的電解電容[5]。

圖4 改進(jìn)的復(fù)合型單開(kāi)關(guān)PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器Fig.4 Improved composite single switch PFC preregulator

3 工作原理

為了便于分析，將圖4 中變壓器原邊繞組N1 用一個(gè)磁化電感LM 和一個(gè)理想變壓器代替如圖5 所示。此變壓器在半個(gè)工頻周期內(nèi)的工作狀態(tài)可分為3 中模態(tài)，即M1、M2 和M3，如圖6 所示[7]。

圖5 主電路Fig.5 Main circuit

圖6 工作模態(tài)改進(jìn)的單開(kāi)關(guān)PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器Fig.6 Working modeimproved single switch PFC preregulator

M1：在此模態(tài)下，CPFC兩端電壓UCPFC的反饋信號(hào)UN2 大于輸入整流電壓，即

式（1）中：Upk為輸入電壓峰值。式（1）表明死區(qū)角不僅與UCPFC和Upk有關(guān)，還與變壓器匝數(shù)比K 有關(guān)。減小K 值可以提高功率因數(shù)和減小輸入電流諧波含量。

M2：當(dāng)輸入電壓高于反饋電壓，即|Ui|≥UN2=KUCPFC時(shí)，變換器工作在M2 狀態(tài)。開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，Lb1兩端的電壓等于整流輸入電壓減去反饋電壓UN2，即

因?yàn)镻FC 級(jí)工作在DCM，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間輸入電感電流從零開(kāi)始線性增加，如圖7 所示。此時(shí)VD1 反向截止，磁化電流

式（3）表明磁化電流時(shí)由CPFC的放電電流和整流電流兩部分組成的，CPFC和輸入端共同提供磁化能量。

圖7 M2 狀態(tài)下的主要波形Fig.7 M2 state key waveforms

圖8 M3 狀態(tài)下的主要波形Fig.8 M3 state key waveforms

在1個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)輸入電流是斷續(xù)的，磁化電流是連續(xù)的，因此開(kāi)關(guān)管截止期間CPFC向負(fù)載提供一部分能量[8]。

M3：隨著輸入電壓的增加，在1個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)輸入電流將大于磁化電流。此時(shí)變換器進(jìn)入M3 狀態(tài)，其主要波形如圖8 所示。CPFC的充電電流為

在開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間，隨著輸入電流的線性上升，輸入端將同時(shí)想磁環(huán)電感和CPFC提供能量；在開(kāi)關(guān)截止期間，M3 時(shí)的工作狀態(tài)與M2 時(shí)相同。一旦電壓經(jīng)過(guò)峰值并減小到一定程度，變換器又將進(jìn)入M2 狀態(tài)。隨著電壓進(jìn)一步減小，變換器再次進(jìn)入M1 狀態(tài)[9]。

4 結(jié)論

該復(fù)合型單開(kāi)關(guān)PFC 預(yù)調(diào)器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，并且可以減小儲(chǔ)能電容的容量。由于輸出電壓基本恒定，因此便于下一級(jí)DC/DC 變換器（AHB）的優(yōu)化設(shè)計(jì)。加附加繞組N2 后，可使CPFC兩端的電壓420 V，同時(shí)使輸出電流諧波滿足IEC1000-302的要求，使用上述簡(jiǎn)易電路不但可以減少過(guò)沖現(xiàn)象，而且還可以縮短預(yù)調(diào)節(jié)器上電的時(shí)間[10]。

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