陳曉宇，李建雄，趙珊珊，邢梅恩，史偉光，劉 崇

（1.天津工業(yè)大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，天津 300387；2.華北油田通信公司 生產(chǎn)技術(shù)部，河北 任丘 062550）

一種新型超高頻射頻識(shí)別閱讀器的信號(hào)源設(shè)計(jì)

陳曉宇1，李建雄1，趙珊珊1，邢梅恩2，史偉光1，劉 崇1

（1.天津工業(yè)大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，天津 300387；2.華北油田通信公司 生產(chǎn)技術(shù)部，河北 任丘 062550）

介紹一種使用相控陣天線的超高頻射頻識(shí)別（UHF RFID）閱讀器發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)方案，并設(shè)計(jì)了適用于此發(fā)射機(jī)的信號(hào)源.該信號(hào)源采用STM32F407作為主控芯片，根據(jù)波束形成算法，應(yīng)用直接數(shù)字頻率合成技術(shù)，能夠產(chǎn)生滿足閱讀器要求的信號(hào).實(shí)際測(cè)試結(jié)果顯示：此信號(hào)源的每路輸出在1 GHz頻率范圍內(nèi)的雜散抑制為-50 dBc，頻偏100 kHz處的相位噪聲為-100.6 dBc/Hz，能夠輸出調(diào)制深度為90%的ASK調(diào)制信號(hào).輸出濾波器100 MHz帶寬內(nèi)的衰減小于-3 dB，在300 MHz以上頻率范圍內(nèi)的衰減大于-40 dB.該信號(hào)源能夠完全適用于相控陣天線UHF RFID閱讀器，對(duì)于提高UHF RFID閱讀器的讀寫距離及RFID技術(shù)的廣泛應(yīng)用具有參考價(jià)值.

射頻識(shí)別閱讀器；直接數(shù)字頻率合成；信號(hào)源

目前，射頻識(shí)別（radio frequency identification，RFID）技術(shù)正在飛速地發(fā)展，并大量應(yīng)用在供應(yīng)鏈管理、購物等場(chǎng)所.RFID技術(shù)按照工作頻率可以分為工作在125 kHz的低頻RFID技術(shù)、工作在13.56 MHz的高頻RFID技術(shù)、工作在915 MHz的超高頻RFID技術(shù)和工作在2.45 GHz的微波RFID技術(shù).而其中超高頻（UHF）RFID技術(shù)由于讀寫范圍大、讀寫速度快、成本低、體積小等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛使用.但目前UHF RFID閱讀器的最大讀寫距離只能達(dá)到10 m，這極大地制約了UHF RFID技術(shù)的廣泛使用.為此，許多人進(jìn)行了相關(guān)的研究和改進(jìn)[1-3].其中，將相控陣天線技術(shù)引入RFID系統(tǒng)中可以增大讀寫距離，這是UHF RFID閱讀器新的研究熱點(diǎn)之一[4].通過控制每個(gè)天線陣元激勵(lì)信號(hào)的幅度和相位，使每個(gè)天線陣元發(fā)射出的電磁波相互疊加，從而在不同時(shí)刻產(chǎn)生不同波束指向的高增益窄發(fā)射波束，增加閱讀器的讀寫距離.目前這種RFID閱讀器使用模擬移相的方法來產(chǎn)生不同相位的信號(hào)，但是這種模擬移相的方法只能產(chǎn)生有限個(gè)固定波束，并不能靈活地改變波束指向.針對(duì)此，本文采用數(shù)字移相的技術(shù)，使用直接數(shù)字頻率合成器（directdigital synthesizer，DDS）產(chǎn)生不同相位和幅度的信號(hào).由于DDS擁有極高的相位分辨率和幅度分辨率，采用數(shù)字移相技術(shù)的相控陣天線RFID閱讀器能夠更加精確地控制發(fā)射波束指向.相比于模擬移相的技術(shù)，數(shù)字移相技術(shù)對(duì)波束的控制更加靈活，還可以通過對(duì)各路信號(hào)進(jìn)行幅度加權(quán)，降低發(fā)射波束的旁瓣，從而減少多徑干擾，對(duì)于提高RFID閱讀器的讀寫距離有重要意義.

1 相關(guān)原理介紹

1.1 系統(tǒng)要求

中心頻率是915 MHz的UHF RFID技術(shù)由于讀寫距離較遠(yuǎn)、讀寫速度快、成本低等優(yōu)點(diǎn)而被大量使用.根據(jù)EPC全球標(biāo)準(zhǔn)，UHF頻段范圍為860～960 MHz，但不同地區(qū)的要求不同.本方案設(shè)計(jì)參考北美的標(biāo)準(zhǔn)，工作頻段是902～928 MHz.發(fā)射機(jī)采用DDS+ PLL（鎖相環(huán)）混頻的方法產(chǎn)生幅度、相位、頻率精確可程控的四路射頻信號(hào)，具有跳頻速度快、移相精度高、輸出頻率分辨率高等優(yōu)點(diǎn)[5]，發(fā)射機(jī)的總體設(shè)計(jì)框圖如圖1所示.

圖1 發(fā)射機(jī)總體框圖Fig.1 Structure of transmitter

MCU控制器選用意法半導(dǎo)體的STM32F407，根據(jù)發(fā)射信號(hào)的要求，控制芯片通過波束形成算法計(jì)算出相應(yīng)的相位加權(quán)因子和幅度加權(quán)因子，并確定DDS各通道的相位控制字和幅度控制字，使DDS輸出62～88 MHz的單頻信號(hào)，此信號(hào)再經(jīng)過混頻器上變頻到閱讀器工作頻段，帶通濾波器濾除無用的雜散，保留所需的射頻信號(hào)，經(jīng)過功率放大器放大后饋送到天線陣列，形成相應(yīng)的發(fā)射波束.鎖相環(huán)產(chǎn)生840 MHz信號(hào)通過功分網(wǎng)絡(luò)分別給混頻器提供同步的本振信號(hào).信號(hào)源的作用是把數(shù)字基帶信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)橹蓄l信號(hào)，所產(chǎn)生信號(hào)的質(zhì)量直接影響到混頻后射頻信號(hào)的好壞，因此一個(gè)好的信號(hào)源對(duì)閱讀器非常重要.為滿足協(xié)議和閱讀器的需求[6]，由DDS構(gòu)成的信號(hào)源需要符合以下要求：①輸出中心頻率75 MHz，帶寬26 MHz，調(diào)頻步進(jìn)500 kHz；②輸出移相范圍為0～360°，最小步進(jìn)2°；③能夠ASK調(diào)制，調(diào)制深度為80%～100%；④雜散抑制≥50 dbc；⑤相位噪聲-80 dbc/Hz@100 kHz.

1.2 DDS介紹

直接數(shù)字頻率綜合是一種頻率綜合技術(shù)，實(shí)際上是一種分頻器，基本構(gòu)成如圖2所示.DDC基本結(jié)構(gòu)由相位累加器、正弦查找表和數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）構(gòu)成.相位累加器是一個(gè)N位計(jì)數(shù)器，一個(gè)正弦波周期被分成360/2N份，每一個(gè)參考時(shí)鐘到來，相位累加器增加一個(gè)角度，即360/2N.再通過相位值查找對(duì)應(yīng)的正弦查找表，可以得到不同相位值對(duì)應(yīng)的幅度值，再通過DAC將幅度值轉(zhuǎn)換成模擬信.

圖2 DDS基本結(jié)構(gòu)Fig.2 Basic structure of DDS

本文中采用的DDS芯片是ADI公司的AD9959. AD9959集成了4個(gè)獨(dú)立的DDS內(nèi)核，與使用多個(gè)單路DDS芯片的方案相比，AD9959通過共同的參考時(shí)鐘可以更方便地實(shí)現(xiàn)四路信號(hào)的同步，同時(shí)縮小了電路的尺寸.AD9959可以實(shí)現(xiàn)0.12 Hz的頻率分辨率和0.02°的高相位分辨率，可以實(shí)現(xiàn)ASK調(diào)制，滿足閱讀器的需求.

1.3 DDS的輸出鏡像干擾

DDS的信號(hào)由DAC輸出，相當(dāng)于以參考時(shí)鐘頻率對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行采樣.因此輸出要滿足奈奎斯特準(zhǔn)則，即輸出信號(hào)的頻率必須小于1/2采樣頻率.DDS輸出的信號(hào)除了包含想要的頻率成分外，還包含豐富的鏡像和雜散成分，其頻率可用公式（1）表示.

式中：n、m為整數(shù)；fclk為DDS系統(tǒng)頻率；fout為輸出頻率.所以DDS后面需要接重構(gòu)濾波器來濾除無用的頻率成分.

此外，由于DAC采用零階保持輸出結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)會(huì)引入失真，其頻域響應(yīng)可由公式（2）表示.

信號(hào)及鏡像的幅度都受包絡(luò)的限制.圖3展示了系統(tǒng)頻率為500 MHz、輸出75 MHz時(shí)的輸出鏡像.

圖3 DDS輸出頻譜Fig.3 Spectrum of DDS output

從圖3能夠更清楚地看出，輸出頻率越高，幅值越小.在40%系統(tǒng)頻率（200 MHz）處，幅度衰減為.輸出頻率和第一鏡像頻率關(guān)于1/2系統(tǒng)頻率對(duì)稱，輸出頻率越靠近1/2系統(tǒng)頻率，第一鏡像也就越靠近輸出頻率，后端濾波器的設(shè)計(jì)難度越大.另一方面，這種包絡(luò)相當(dāng)于一種低通濾波器，可以幫助衰減高階的鏡像成分.因此可以不用考慮高階鏡像對(duì)輸出信號(hào)質(zhì)量的影響.

2 電路設(shè)計(jì)

2.1 總體設(shè)計(jì)

圖4所示為信號(hào)源的設(shè)計(jì)框圖.

圖4 信號(hào)源設(shè)計(jì)框圖Fig.4 Structure of signal generator

考慮到后續(xù)電路的擴(kuò)展，本文選用Cortex-M4內(nèi)核的STM32F407芯片作為總控制器，通過串行接口控制 AD9959.AD9959四線串行接口的速度是 800 Mbps，控制字寫入時(shí)間在微秒級(jí).AD9959的參考頻率是25 MHz，內(nèi)部倍頻到500 MHz.其輸出62～88 MHz的差分信號(hào)，通過巴倫轉(zhuǎn)換成單端信號(hào)，再通過低通濾波器，濾除高頻的鏡像后輸出.通過寫入不同的控制字，AD9959輸出的四路信號(hào)的幅度、相位、頻率都可精確控制.此外，單片機(jī)根據(jù)數(shù)字基帶信號(hào)，控制DDS產(chǎn)生相應(yīng)的ASK調(diào)制波形.在具體實(shí)現(xiàn)上，由于器件誤差等原因?qū)е碌南辔缓头绕羁梢酝ㄟ^調(diào)整DDS的相應(yīng)控制字來矯正.

2.2 巴倫設(shè)計(jì)

由于AD9959輸出的是差分信號(hào)，因此用一個(gè)巴倫轉(zhuǎn)換成單端信號(hào).這里采用的是1∶1的50 Ω巴倫ADTT1-1.該巴倫在0.5～90 MHz頻率范圍內(nèi)有小于1 dB的插入損耗.巴倫的阻抗是50 Ω，AD9959的2個(gè)輸出引腳是電流輸入型，因此巴倫原邊兩端要短接50 Ω負(fù)載到電源AVDD.AD9959輸出引腳要求的電壓限制是AVDD-0.5 V到AVDD+0.5 V，因此設(shè)定DDS輸出的最大電流是10 mA.此電流可以通過改變接在DDS芯片的Rset引腳上的電阻大小來控制，電流計(jì)算公式參考公式（3）.

2.3 濾波器設(shè)計(jì)

由于DDS輸出有豐富的雜散成分，因此濾波器的濾波特性的優(yōu)劣對(duì)輸出信號(hào)的質(zhì)量有非常大的影響.由于輸出頻率較高，只能選擇無源濾波器.常用的濾波器按照傳遞函數(shù)不同可以分為巴特沃斯濾波器、切比雪夫?yàn)V波器、橢圓函數(shù)濾波器等.巴特沃斯濾波器有最平滑的幅頻響應(yīng)，通帶內(nèi)比較平坦，但是過渡帶衰減緩慢.切比雪夫?yàn)V波器通帶內(nèi)有等波紋起伏，阻帶單調(diào)衰減，過渡帶衰減較快.橢圓函數(shù)濾波器在通帶和阻帶都有等波紋起伏，但過渡帶有更加陡峭的衰減梯度.由于閱讀器對(duì)每個(gè)通道的幅度一致性要求較高，所以選擇有最平坦響應(yīng)的巴特沃斯濾波器.為了使過渡帶更窄，就得提高濾波器的階數(shù).為了保證通帶內(nèi)平坦，截止頻率設(shè)定稍大一些.由上述分析可知，功率較大的鏡像成分在300 MHz以上，因此在300 MHz時(shí)設(shè)計(jì)衰減為-40 dB.這里采用7階巴特沃斯濾波器，電路和ADS軟件的仿真結(jié)果如圖5所示.

3 測(cè)試與分析

測(cè)試的主要內(nèi)容是DDS的輸出頻譜、濾波器的幅頻響應(yīng)和信號(hào)源的輸出波形.根據(jù)設(shè)計(jì)要求，信號(hào)源產(chǎn)生的頻率是62～88 MHz，使用的測(cè)試儀器是Agilent E4402B頻譜分析儀、Agilent E5070B網(wǎng)絡(luò)分析儀和GDS-3354示波器，可以滿足對(duì)輸出信號(hào)的測(cè)量.

圖5 濾波器電路和仿真Fig.5 Schematic and simulation of filter

測(cè)試DDS芯片的輸出頻譜，用頻譜分析儀分別連接DDS芯片的每個(gè)輸出接口，圖6為DDS芯片AD9959一個(gè)通道輸出75 MHz信號(hào)時(shí)的頻譜圖片，頻率顯示范圍是0～600 MHz.圖中可以看出輸出的頻率是75 MHz.正如上述分析，出現(xiàn)的大功率雜散都在300 MHz以上.功率較大的頻率成分是425 MHz，575 MHz，對(duì)應(yīng)公式（1）中n、m都為1的情況.其余功率較大的頻率分量分別是500 MHz、350 MHz、550 MHz，是DAC產(chǎn)生的高次諧波，都可以和公式（1）相對(duì)應(yīng).

圖6 AD9959輸出頻譜Fig.6 Spectrum of AD9959 output

濾波器按照?qǐng)D5（a）所示連接電路，把網(wǎng)絡(luò)分析儀的1端口作為濾波器的輸入，2端口作為輸出，測(cè)試1 GHz頻率范圍內(nèi)濾波器的幅頻響應(yīng)，如圖7所示.圖7（a）是網(wǎng)絡(luò)分析儀顯示的S21曲線.在通帶部分濾波器的衰減在-1 dB以內(nèi)，但高頻性能不是很理想，在300 MHz左右衰減最大，之后衰減逐漸減小，到1 GHz左右只能衰減-10 dB.在測(cè)試中發(fā)現(xiàn)，這是由于電路的寄生效應(yīng)導(dǎo)致濾波器高頻性能變差.電路的寄生效應(yīng)來自與電容電感自身和電路走線的寄生參數(shù).重新布局電路走線，使各個(gè)器件盡量靠近，減少走線長(zhǎng)度，無源器件采用體積較小的封裝.修改后的測(cè)試如圖7（b）所示.高頻部分的衰減明顯增大，300 MHz以上的頻帶內(nèi)衰減都在-40 dB以上.

圖7 濾波器的幅頻響應(yīng)Fig.7 Amplitude-frequency response of filter

示波器用來測(cè)試信號(hào)源的時(shí)域波形.設(shè)定信號(hào)源產(chǎn)生90%的ASK調(diào)制信號(hào)，測(cè)試結(jié)果顯示，4個(gè)通道的性能相同，圖8為輸出頻率設(shè)定為75 MHz時(shí)其中2個(gè)通道的測(cè)試波形.圖8（a）為調(diào)制深度為90%的調(diào)制信號(hào)波形，可以滿足閱讀器對(duì)調(diào)制深度的要求.圖8（b）為時(shí)域放大后的波形，可以看出產(chǎn)生的波形平滑，基本沒有抖動(dòng)，說明濾波器設(shè)計(jì)符合要求.設(shè)置兩路輸出信號(hào)的相位相差，這里測(cè)得的相位差是.由于測(cè)量誤差的影響，測(cè)量10次取平均值是.設(shè)置2個(gè)通道的幅度加權(quán)因子為1∶2，測(cè)得的2個(gè)信號(hào)幅值分別為140 mV和280 mV，最大誤差在1 mV以內(nèi).本信號(hào)源的輸出信號(hào)可以滿足閱讀器幅度加權(quán)和相位設(shè)定的要求.

圖8 ASK調(diào)制波形Fig.8 ASK modulation waveform

信號(hào)源輸出信號(hào)的質(zhì)量可以用雜散和相位噪聲來度量.雜散是離散頻率偏移處出現(xiàn)的頻率成分.較大的雜散經(jīng)過上變頻后會(huì)干擾鄰近信道，所以雜散水平必須被嚴(yán)格限定.用頻譜分析儀測(cè)試1 GHz頻率范圍內(nèi)信號(hào)源輸出信號(hào)的雜散水平，如圖9所示.

圖9 1 GHz頻率范圍內(nèi)的雜散Fig.9 Spurious with frequency lower than 1 GHz

由圖9可見，此信號(hào)源輸出頻率是75 MHz，功率-9 dBm左右.在1 GHz頻率范圍內(nèi)最大的雜散功率約-59 dBm，雜散抑制為-50 dBc，可見雜散能夠被很好地抑制，滿足閱讀器的要求.相位噪聲是指給定輸出頻率的條件下，一定頻率偏置上的1 Hz帶寬內(nèi)的噪聲功率與輸出功率的比值，用來表征頻率穩(wěn)定度.較高的相位噪聲會(huì)影響鄰近信道，降低信噪比.表1為信號(hào)源輸出75 MHz信號(hào)時(shí)幾個(gè)頻率偏移處的相位噪聲，由表1可見，在100 kHz頻偏處可以滿足設(shè)計(jì)要求.

表1 輸出頻率75 MHz時(shí)的相位噪聲Tab.1 Phase noise at frequency of 75 MHz

4 結(jié)束語

本文針對(duì)目前使用相控陣天線的UHF RFID閱讀器采用模擬移相的方法不能靈活調(diào)整發(fā)射波束的問題，設(shè)計(jì)了一種使用數(shù)字移相方法的閱讀器發(fā)射機(jī)，并詳細(xì)介紹了其中信號(hào)源的設(shè)計(jì).此信號(hào)源采用DDS技術(shù)，能夠產(chǎn)生四路頻率、相位、幅度可精確控制的信號(hào)，并可以實(shí)現(xiàn)ASK調(diào)制.最后對(duì)信號(hào)源的性能進(jìn)行了相關(guān)測(cè)試和結(jié)果分析.此信號(hào)源能夠完全滿足閱讀器產(chǎn)生數(shù)字移相信號(hào)的需求，對(duì)于提高UHF RFID閱讀器的讀寫距離和RFID技術(shù)的廣泛應(yīng)用，具有重要意義.此外，利用本文的方法可以進(jìn)行信號(hào)源的拓展，以滿足更多天線陣元的需求.

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Design of a novel signal generator for UHF RFID reader

CHEN Xiao-yu1，LI Jian-xiong1，ZHAO Shan-shan1，XING Mei-en2，SHI Wei-guang1，LIU Chong1
（1.School of Electronics and Information Engineering，Tianjin Polytechnic University，Tianjin，300387，China；2.Production&Technology Department，HuaBei Oil Communication CO，Hebei Renqiu 062550，China）

A UHF RFID reader transmitter using phased array antenna is introduced,and the design of signal generator used for this reader is presented.This signal generator with STM32F407 as the main control chip can produce a signal meeting the requirements of the reader according to the beamforming algorithm and direct digital frequency synthesis technology.The actual measurement results show that each signal′s spurious suppression is-50 dBc in the frequency lower than 1 GHz and the phase noise is-100.6 dBc/Hz at 100 kHz offset.In addition,it can produce modulation signals with 90%modulation depth.The attenuation of the output filter is less than-3 dB with the frequency lower than 100 MHz and greater than-40 dB higher than 300 MHz.The signal generator can be fully applicable to the UHF RFID reader using phased array antenna,which has a very important significance for improving reading distance and widespread use of RFID technology.

RFID reader；direct digital synthesizer；signal generator

TP311

A

1671-024X（2014）05-0069-05

2014-07-07

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（61372011）

陳曉宇（1989—），男，碩士研究生.

李建雄（1969—），男，副教授，碩士生導(dǎo)師.E-mail：lijianxiong@tjpu.edu.cn