華 明，鞠文耀，夏炎冰，吳紅飛，邢 巖

(1．南京電子技術(shù)研究所，江蘇 南京210039;2．江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室(南京航空航天大學(xué))，江蘇 南京210016)

1 引言

正激變換器以其高可靠性、拓撲結(jié)構(gòu)簡單和高效率的優(yōu)點而獲得了廣泛應(yīng)用［1-13］。然而，正激變換器必須要引入變壓器磁復(fù)位電路來保證變壓器可靠磁復(fù)位，磁復(fù)位問題同時導(dǎo)致正激變換器磁芯利用率低、開關(guān)管電壓應(yīng)力高的問題，限制了其在高壓場合的應(yīng)用。在眾多的正激變換器中，雙管正激變換器通過二極管完成變壓器磁復(fù)位，磁復(fù)位方式簡單，且磁復(fù)位二極管同時實現(xiàn)了開關(guān)管電壓鉗位、變壓器漏感能量和激磁能量回收，具有電壓應(yīng)力低、效率高等優(yōu)點;特別是由二極管和開關(guān)管串聯(lián)構(gòu)成的開關(guān)橋臂從根本上避免了開關(guān)橋臂短路直通的潛在威脅，使其在航空航天等對可靠性具有特殊要求的場合獲得了廣泛的應(yīng)用。但是，雙管正激變換器的變壓器只能單向磁化，且開關(guān)管的最大占空比只能達到0.5。推挽正激變換器(Push-Pull Forward Converter，PPFC)［7，8］的變壓器磁芯可以雙向磁化，其磁芯利用率高并且不需要再加入一個磁復(fù)位電路。然而，PPFC的開關(guān)管電壓應(yīng)力是輸入電壓的兩倍［9，10］，嚴重限制了其在高壓輸入場合的應(yīng)用，此外，變壓器漏感導(dǎo)致很高的開關(guān)尖峰，不適合應(yīng)用于對可靠性要求很高的場合。

本文提出一種適用于高壓輸入、高可靠性的新型推挽正激變換器。通過將兩個正激變換器單元［6，11］交錯串聯(lián)，并利用一個磁芯將兩個正激單元的變壓器進行耦合，使得所提出的PPFC同時具備雙管正激變換器高可靠性、低電壓應(yīng)力以及傳統(tǒng)PPFC高磁芯利用率、無開關(guān)管最大占空比限制的優(yōu)點。

2 電路拓撲及工作原理

2.1 電路拓撲

所提出的PPFC原理圖如圖1所示，變換器由兩個正激單元組成［6，11］。其中一個正激單元由C1、S1、D1和NP1組成，另一個正激單元由C2、S2、D2和NP2組成。兩個正激單元通過公共變壓器磁芯耦合。副邊電路可以采用全波整流、全橋整流或倍流整流等整流電路，圖1中給出的是采用全波整流的整流電路，圖中Llk1和Llk2是變壓器T的漏感，CS1和CS2是S1和S2的寄生電容。原邊二極管D1、D2不僅為相應(yīng)的單元提供磁復(fù)位回路，同時還將S1和S2的兩端電壓箝位在輸入電壓，且能夠?qū)崿F(xiàn)漏感能量的回饋。

2.2 工作原理

為了簡化分析，做如下假設(shè):

圖1 新型PPFC拓撲Fig．1 Schematic of proposed converter

(1)輸出電容Co、輸入電容C1和C2均足夠大，電壓紋波可以忽略，并且VC1=VC2=0.5Vin。

(2)S1、S2的寄生電容CS1、CS2相等，且CS1=CS2=CS。

(3)變壓器兩繞組匝數(shù)相同，NP1=NP2=NP，NS1=NS2=NS，變壓器原副邊繞組的匝數(shù)之比為n=NS:NP;變壓器漏感等效至原邊，且Llk1=Llk2=Llk。

主開關(guān)管S1、S2交錯導(dǎo)通，變換器一個開關(guān)周期分為12個工作模態(tài)。變換器一個周期內(nèi)的主要波形如圖2所示，其中vGS1、vGS2為開關(guān)管S1、S2的驅(qū)動信號。各工作模態(tài)的等效電路如圖3所示。

圖2 新型推挽正激變換器工作波形Fig．2 Operation waveforms of proposed PPFC

模態(tài)1［t0～t1］(見圖3(a)):t0時刻之前，S2開通，此時能量通過S2、變壓器T和整流二極管D2向負載傳遞。t0時刻，S2關(guān)斷，電流iNP2對CS2充電，vCS2電壓增大，變壓器原邊繞組兩端電壓減小。

圖3 各模態(tài)等效電路圖Fig．3 Equivalent circuits in differentmodes

模態(tài)2［t1～t2］(見圖3(b)):t1時刻，vCS2電壓增大到VC2，變壓器原邊兩端電壓減小至0。副邊整流二極管D3、D4導(dǎo)通，同時iNP2、iNS2線性減小，iNS1線性增大。電流iNP2繼續(xù)對CS2充電，vCS2繼續(xù)增大。

模態(tài)3［t2～t3］(見圖3(c)):t2時刻，CS2電壓增大到Vin，D2導(dǎo)通，變壓器磁化能量通過D2回收至輸入源，iNP2繼續(xù)線性減小。

模態(tài)4［t3～t4］(見圖3(d)):t3時刻，iNP2減小至0，D2關(guān)斷。電感電流通過D3、D4及變壓器副邊繞組續(xù)流，此時iNS1和iNS2保持相等，直到t4時刻S1導(dǎo)通。

模態(tài)5［t4～t5］(見圖3(e)):t4時刻，S1開通，D3、D4維持導(dǎo)通。變壓器副邊繞組NS1、NS2反射電壓降原邊NP2電壓箝位為0，CS2電壓箝位為Vin/2。iNS1線性增加，iNS2線性減小。

模態(tài)6［t5～t6］(見圖3(f)):t5時刻，iNS2減小至0，D4關(guān)斷。S2兩端電壓增加至Vin。能量通過S1、變壓器T和整流二極管D1傳遞至負載。

經(jīng)過上述6個工作模態(tài)后，變換器進入下半個開關(guān)周期，其工作過程與前半個周期相似。

3 變換器特性分析及比較

3.1 變換器特性

根據(jù)上述工作原理，新型PPFC具有如下幾個顯著特點:

(1)變壓器的去磁電流經(jīng)過D1(或D2)流入C2(或C1)，因此開關(guān)管S1和S2兩端的電壓應(yīng)力箝位于輸入電壓Vin，是常規(guī)PPFC所承受應(yīng)力的一半。因此新型PPFC適用于高壓輸入場合。

(2)變換器利用續(xù)流二極管完成變壓器磁復(fù)位，磁化及漏感能量無損回收至輸入源，變換器效率高。

(3)新型PPFC所包含的器件個數(shù)與雙管正激變換器相同。但是，新型PPFC開關(guān)管交錯工作，其等效占空比和工作頻率是雙管正激變換器的兩倍，相同輸出規(guī)格下其電流紋波及濾波器體積小。

(4)對輸出電感采用伏秒平衡原則，可以得到輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為:與半橋變換器和雙管正激變換器相同。

3.2 拓撲比較分析

由于傳統(tǒng)推挽正激變換器、雙管正激變換器、半橋變換器(如圖4所示)與所提出的推挽正激變換器的電路結(jié)構(gòu)及應(yīng)用場合類似，為了便于在工程應(yīng)用中選擇合適的拓撲，本節(jié)將四者進行比較分析，對比結(jié)果如表1所示。

圖4 變換器比較Fig．4 Comparison with other converters

傳統(tǒng)的PPFC的電壓變比是新型PPFC的兩倍，但是其開關(guān)管的電壓應(yīng)力也是新型PPFC的兩倍。雙管正激變換器與新型PPFC均使用兩個原邊二極管為變壓器磁復(fù)位時的磁化電流提供通路。新型PPFC兩個正激單元交錯工作，等效占空比和工作頻率是雙管正激變換器的兩倍，因此相同輸出規(guī)格下其電流紋波及濾波器體積小。

新型PPFC和半橋變換器工作特性相似［12，13］。與半橋變換器相比，新型PPFC在拓撲上稍顯復(fù)雜:新型PPFC需要外加兩個二極管使得變壓器正常磁復(fù)位，而半橋變換器可以利用開關(guān)管的體二極管來完成變壓器磁復(fù)位。兩個變換器磁芯均雙向工作，但是新型PPFC比半橋多用一個原邊繞組，變壓器繞組利用率不高。然而，半橋變換器兩個開關(guān)管構(gòu)成橋臂并接于輸入源，結(jié)構(gòu)上存在橋臂直通的危險，不適用在可靠性要求高的場合，而新型PPFC是開關(guān)管與二極管構(gòu)成橋臂并接于輸入源，從結(jié)構(gòu)上杜絕了橋臂直通的危險，可靠性高。

表1 新型推挽正激變換器與其他兩個變換器比較分析Tab．1 Comparison between proposed converter and other converters

綜上可知，三個拓撲各有優(yōu)缺點，其中新型PPFC更加適用于高可靠性、高輸入電壓和高功率的場合。

4 實驗驗證

搭建了一臺850W新型PPFC實驗樣機，樣機輸入直流電壓280～330V，輸出48V直流電壓。實驗樣機參數(shù)為:

開關(guān)管S1和S2:IXFH32N50;

原邊二極管D1和D2:HER207;

副邊二極管D3和D4:MBR20200CTG;

輸入電容:C1=C2=250μF;

輸出電容:Co=440μF;

輸出濾波電感:Lo=16μH;

變壓器匝比:NP1∶NP2∶NS1∶NS2=13∶13∶5∶5;

開關(guān)頻率:100kHz。

圖5 滿載時，v GS1、v GS2、v DS1和v DS2波形Fig．5 v GS1，v GS2，v DS1 and v DS2 waveforms at full load

圖6 滿載時，v GS1、v GS2、v T1和v T2波形Fig．6 v GS1，v GS2，v T1 and v T2 waveforms at full load

圖5～圖7所示為樣機輸入310V直流電壓、滿載工作的實驗波形。圖5所示為兩個主開關(guān)管的門極-源極電壓vGS、漏極-源極電壓vDS波形，從圖中可以看出開關(guān)管所承受的最大電壓等于輸入電壓。圖6所示為vGS和變壓器原邊線圈電壓vT波形，從圖中可以看出，變壓器的勵磁電壓和復(fù)位電壓等于輸入電壓Vin的一半，因此去磁時間等于開通時間。圖7所示為電感電流iLo、變壓器副邊線圈電流iS波形，從圖中可以看出，采用交錯驅(qū)動，等效占空比和開關(guān)頻率增大一倍，可以有效降低輸出電流紋波和輸出濾波器體積。圖5～圖7中在開通和關(guān)斷處電壓波形存在振蕩，是因為變壓器漏感和寄生電容諧振造成的。

圖7 滿載時，v GS1、iL o和i S波形Fig．7 v GS1，iL o and i S waveforms at full load

樣機在輸入電壓310V的情況下，效率隨輸出功率變化曲線如圖8所示。滿載效率為94.32%，并且全功率范圍內(nèi)均具有較高的轉(zhuǎn)換效率。

圖8 輸入310V時效率隨功率變化曲線Fig．8 Efficiency vs．output power

5 結(jié)論

本文提出了一種新型的推挽正激變換器，它具有如下特點:(1)變換器所用開關(guān)器件的數(shù)量與傳統(tǒng)的雙管正激變換器相同，但變壓器雙向磁化、提高了磁芯利用率，功率密度高;(2)變換器中的兩個正激單元交錯工作，提高了等效開關(guān)頻率，有效減小輸出濾波器的體積;(3)主開關(guān)管電壓應(yīng)力等于輸入電壓，僅為傳統(tǒng)推挽正激變換器的一半，器件應(yīng)力低;(4)變換器開關(guān)橋臂由二極管和開關(guān)管串聯(lián)構(gòu)成，實現(xiàn)了變壓器漏感能量回饋，效率高，同時從根本上消除了開關(guān)橋臂短路直通的可能，具有高可靠性。

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