曹雄斐，楊維明，張瑞，謝綽，姜曉楠

（湖北大學(xué)計(jì)算機(jī)與信息工程學(xué)院，湖北 武漢430062）

0 引言

隨著現(xiàn)代無(wú)線通信系統(tǒng)的迅猛發(fā)展，對(duì)功率放大器的輸出功率、帶寬、效率、線性度和可靠性等方面都有了更高要求［1－2］.作為無(wú)線通信系統(tǒng)的核心組件，微波功率放大器已成為業(yè)界研究的熱點(diǎn).其中輸出功率、功率附加效率（PAE）和線性度成為微波功率放大器急需解決的關(guān)鍵性能指標(biāo).

橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體（LDMOS）的溝道區(qū)域利用橫向擴(kuò)散，利用內(nèi)置電場(chǎng)，增強(qiáng)跨導(dǎo)，減少載流子的穿越時(shí)間，在源極端沉積P＋，使源極和襯底連接在一起，可以有效消除耦合線，和襯底接在一起，有效地增強(qiáng)了散熱.因此，橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體（LDMOS）功率管具有增益高、輸出功率大以及良好的線性度較高的性?xún)r(jià)比和高可靠性等特點(diǎn)，在高功率放大器設(shè)計(jì)中顯示出較大的應(yīng)用潛力［3］.已有的關(guān)于LDMOS的功率放大器設(shè)計(jì)，一般是基于理論計(jì)算和少量輔助軟件進(jìn)行的，其設(shè)計(jì)周期較長(zhǎng).本文中利用Smith圓圖和ADS軟件進(jìn)行設(shè)計(jì)和仿真，提供一種用ADS軟件快速設(shè)計(jì)射頻功率放大器的方法，從而縮短設(shè)計(jì)周期［4－5］.

1 功率放大器仿真與分析

本文中設(shè)計(jì)一個(gè)可用于WCDMA基站的功率放大器，其目標(biāo)參數(shù)為：工作頻率1 960MHz，輸出功率3.5W，功率附加效率大于45%，功率增益大于17dB，IMD3小于－26dBc.

1.1 靜態(tài)工作點(diǎn)確定與偏置網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì) 基于上述指標(biāo)，本文中選擇飛思卡爾公司生產(chǎn)的功率管MW6S004N.它的性能參數(shù)能夠滿(mǎn)足設(shè)計(jì)指標(biāo).對(duì)于被選定的器件，在靜態(tài)工作點(diǎn)不同時(shí)，它的大信號(hào)和小信號(hào)特性是不同的；在不同的工作頻率下，器件的特性也不一樣.所以，根據(jù)所需要的工作頻率確定適當(dāng)?shù)撵o態(tài)工作點(diǎn)十分重要.通常情況下，器件生產(chǎn)廠家給出功放管漏極工作電壓和電流，但是沒(méi)有給出柵極電壓.因此需要通過(guò)仿真或?qū)嶋H測(cè)試獲得柵極電壓，如圖1所示.

通過(guò)圖1可以確定柵極電壓VGS＝2.77V，于是確定了靜態(tài)工作點(diǎn)（VDS＝28V，VGS＝2.77V），工作電流IDS＝0.05A.

選擇了靜態(tài)工作點(diǎn)后，下一步需要設(shè)計(jì)合適的偏置網(wǎng)絡(luò)，使功率放大器的工作電壓和工作電流接近需要的值.偏置電路對(duì)S參數(shù)、輸入輸出端匹配性能有一定影響，設(shè)計(jì)時(shí)選擇一個(gè)對(duì)電路參數(shù)影響最小的偏置網(wǎng)絡(luò).為了使靜態(tài)工作點(diǎn)的調(diào)整更加方便，同時(shí)也為了減少高頻噪聲對(duì)電路性能的影響，本文中的漏極電壓和柵極電壓分別由兩個(gè)電源提供電能，即采用雙電源供電.本功放直流偏置電路由一段1／4工作波長(zhǎng)的高阻抗線和集總參數(shù)的高頻旁路電容所組成.高阻抗線的特征阻抗一般選擇為100Ω，對(duì)高頻信號(hào)產(chǎn)生很高的阻抗，等同于射頻開(kāi)路.該偏置網(wǎng)絡(luò)如圖2所示.

圖1 LDMOS靜態(tài)仿真輸出特性曲線

圖2 放大器偏置網(wǎng)絡(luò)

1.2 負(fù)載牽引和源牽引匹配法 如圖3所示，輸入輸出的端口匹配，首先找出輸入輸出匹配點(diǎn)，匹配點(diǎn)一般通過(guò)源牽引和負(fù)載牽引的方法找出.負(fù)載牽引測(cè)試，是放大器在大信號(hào)電平激勵(lì)下，通過(guò)連續(xù)變換負(fù)載測(cè)試輸出功率，然后在史密斯阻抗圓圖上畫(huà)出等功率和等效率曲線.但是負(fù)載牽引在實(shí)際的應(yīng)用中卻受到多方面的限制.首先，測(cè)試系統(tǒng)初建時(shí)校準(zhǔn)工作量很大，且系統(tǒng)價(jià)格十分昂貴；其次，一般的負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)只考慮了基波的負(fù)載阻抗，但是諧波的負(fù)載阻抗也對(duì)電路的性能產(chǎn)生較大的影響；再次，非線性電路的諧波特性和交調(diào)特性無(wú)法通過(guò)負(fù)載牽引測(cè)試數(shù)據(jù)充分體現(xiàn).本文中使用仿真軟件提供的功能能夠較好地克服上述缺點(diǎn)［6－7］，能夠較為方便地找到最大輸出功率時(shí)的最佳負(fù)載阻抗.綜合考慮輸出功率和效率，從圖3中可選擇5.937＋j＊4.630為最佳負(fù)載阻抗，然后進(jìn)行匹配.

如圖4所示，本文中設(shè)計(jì)的微帶線的襯底材料選用聚四氟乙烯，微帶線介質(zhì)基片的相對(duì)介電常數(shù)為2.55，介質(zhì)基片厚0.8mm，微帶線的損耗角正切為0.001.本文中使用ADS提供的Smith chart工具進(jìn)行匹配.微波晶體管的輸入、輸出阻抗隨頻率的變化而變化.如果Q值比較高，只能在工作頻率附近實(shí)現(xiàn)較好的匹配.因此，本文中選Q＝1，能在較寬工作頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)較好的匹配.首先串聯(lián)一段微帶線使點(diǎn)沿阻抗圓順時(shí)針移動(dòng)，ADS的史密斯圓圖工具將算出特征阻抗和電長(zhǎng)度；接著并聯(lián)一段微帶線，微帶線將沿著導(dǎo)納圓向下移動(dòng).重復(fù)前面的步驟，一直到接近要匹配的點(diǎn)時(shí)，串聯(lián)了一個(gè)電容.此電容一方面參與了匹配，另一方面抑制了直流信號(hào)的干擾.然后運(yùn)用ADS中提供的Linecacl工具，將Smith圓圖工具的理想微帶線通過(guò)計(jì)算轉(zhuǎn)化為更貼近實(shí)際的微帶線，并對(duì)微帶線進(jìn)行優(yōu)化.

優(yōu)化的步驟：1）在原理圖中加入OPTIM控件：首先用Random進(jìn)行初步優(yōu)化，再利用Gradient進(jìn)行局部?jī)?yōu)化［8］.2）加入優(yōu)化目標(biāo)GOAL控件：GOAL的設(shè)置如下，優(yōu)化目標(biāo)所依賴(lài)的變量設(shè)置為頻率，范圍為1.86～2.06GHz，優(yōu)化目標(biāo)的名稱(chēng)為Max（S11－S33）＝－100dB、Max（S22－S44）＝－100dB，即希望現(xiàn)實(shí)的匹配電路性能上更接近理想的匹配電路，1、2代表理想端口，3、4代表實(shí)際端口.經(jīng)過(guò)多次優(yōu)化將電路確定下來(lái).

圖3 負(fù)載牽引仿真原理與仿真結(jié)果

圖4 負(fù)載匹配原理與匹配電網(wǎng)絡(luò)

采用源牽引法可獲得最佳源阻抗，源牽引法匹配過(guò)程與負(fù)載牽引法類(lèi)似，牽引結(jié)果如圖5所示.從圖中可以得到最好的源阻抗2.386－j＊7.0，然后采用與負(fù)載匹配網(wǎng)絡(luò)類(lèi)似的方法獲得源匹配網(wǎng)絡(luò).

圖5 源牽引仿真結(jié)果

1.3 諧波平衡仿真 在射頻電路設(shè)計(jì)中，需要得到電路的穩(wěn)態(tài)響應(yīng).若選用SPICE模擬器，需要經(jīng)過(guò)較長(zhǎng)時(shí)間的模擬才能使電路的響應(yīng)穩(wěn)定下來(lái).如果選用諧波平衡法，則能很快穩(wěn)定.在諧波平衡仿真器中，非線性子網(wǎng)絡(luò)在時(shí)域中描述，線性子網(wǎng)絡(luò)在頻域中描述，非線性電路中的寄生參量如引線電感、封裝產(chǎn)生的寄生電容等元件計(jì)入到線性子網(wǎng)絡(luò)中.可以直接用頻域分析計(jì)算從節(jié)點(diǎn)流入線性元件的電流，而非線性子網(wǎng)絡(luò)的時(shí)域方程需要通過(guò)廣義的傅里葉變換從時(shí)域轉(zhuǎn)換到頻域.這樣，可以得到從所有節(jié)點(diǎn)流出的所有頻率電流的頻域表示式.它的核心思想是：找一組端口電壓，使線性子網(wǎng)絡(luò)方程和非線性子網(wǎng)絡(luò)方程給出相同的電流.實(shí)質(zhì)是采用恰當(dāng)?shù)姆椒ㄇ蠼馑⒌闹C波平衡方程［9］.

如圖6所示，為了使仿真更接近實(shí)際，仿真電路在微帶線寬窄不一致的地方加入了MTaper元件，添加的時(shí)候需要注意MTaper的方向.在節(jié)點(diǎn)上連接3個(gè)器件的地方加入Mtee元件，在拐角的地方加上Corn元件，在連接4個(gè)元件的節(jié)點(diǎn)上加入Mcroso元件.

圖6 LDMOS功率放大器仿真原理圖

圖6 LDMOS功率放大器仿真原理圖

經(jīng)過(guò)多次仿真后得到如圖7所示的最終結(jié)果：在1 960MHz，Vds＝28V，Vgs＝2.77V時(shí)，P1dB＝36.379dBm，PAE＝49.131，Gain＝18.379，基本滿(mǎn)足了設(shè)計(jì)要求.此外，本文中還進(jìn)行了雙音仿真，仿真電路如圖8所示.

圖7 放大器仿真結(jié)果

圖8 雙音仿真電路與仿真結(jié)果

輸入雙音信號(hào)頻率間隔10kHz，雙音信號(hào)輸入功率13dBm，仿真得到信號(hào)輸出功率28.968dBm，三階交調(diào)IMD3為－25.822dBc，五階交調(diào)IMD5為－49.505dBc.因?yàn)榻徽{(diào)失真的產(chǎn)物所在的頻率與輸入頻率比較接近，所以很難用濾波器濾除.m6、m7兩個(gè)三階交調(diào)產(chǎn)生的產(chǎn)物不一樣，m9、m10兩個(gè)五階交調(diào)的產(chǎn)物也不一樣，這主要是由偏置網(wǎng)絡(luò)和匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗變化以及有源器件自身的自熱效應(yīng)產(chǎn)生.

2 版圖－原理圖協(xié)同仿真

Momentum是ADS的三維平面電磁仿真器，在仿真時(shí)能使用矩量法計(jì)算出準(zhǔn)確的EM模型.在設(shè)計(jì)射頻電路時(shí)，版圖的布局對(duì)電路性能十分重要.版圖在布局的時(shí)候通常引入一些不希望出現(xiàn)的因素，如：寄生和耦合，這些因素的出現(xiàn)使電路的性能出現(xiàn)退化.所以，在完成原理圖設(shè)計(jì)和版圖布局后，進(jìn)行版圖級(jí)的電磁場(chǎng)仿真對(duì)于成功的設(shè)計(jì)十分重要.Momentum仿真產(chǎn)生S參數(shù)，這些參數(shù)又可以用來(lái)產(chǎn)生與SPICE兼容的電路形式.所以，可以將Momentum仿真后的結(jié)果和器件的SPICE模型進(jìn)行協(xié)同仿真.

首先將設(shè)計(jì)好的原理圖通過(guò)ADS中的轉(zhuǎn)換功能將圖中的器件轉(zhuǎn)換到layout版圖中，電容的封裝使用muRata公司自帶的封裝.地線與信號(hào)線需要有一定的距離，增多接地過(guò)孔用來(lái)降低電磁干擾.在layout版圖中將分立元件全部刪去，并建立節(jié)點(diǎn)，將電源和端口都加上，再調(diào)用RF－Mode仿真模式，最后生成layout component.然后在新建的原理圖中導(dǎo)入新生成的layout component，如圖9（a）所示.并加入分立器件、晶體管、仿真控件等.最后運(yùn)行聯(lián)合仿真，得到如圖9（b）所示的結(jié)果.

圖9 LDMOS功率放大器版圖及其仿真結(jié)果

從圖中可以看出，與原理圖仿真曲線基本一致.在1 960MHz處，Vds＝28V，Vgs＝28V，P1dB＝35.935dBm，PAE＝47.927，Gain＝17.935，基本滿(mǎn)足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求.協(xié)同仿真結(jié)果比原理圖仿真結(jié)果略有惡化，這是因?yàn)槁?lián)合仿真考慮了器件間的耦合和寄生效應(yīng)，這些效應(yīng)也產(chǎn)生了不小的損耗.

3 結(jié)論

從以上仿真結(jié)果分析得知，LDMOS功率放大器輸出電路阻抗匹配較好，在1 960MHz處，Vds＝28V，Vgs＝2.77V，P1dB＝35.935dBm，PAE＝47.927，Gain＝17.935，基本滿(mǎn)足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求.輸出匹配網(wǎng)路端口與晶體管負(fù)載牽引的輸出阻抗值接近，輸入匹配網(wǎng)路端口與晶體管源牽引的輸入阻抗值接近，能更好的完成阻抗匹配.因此，采用負(fù)載牽引和源牽引仿真法，結(jié)合ADS對(duì)目標(biāo)進(jìn)行優(yōu)化，減少了調(diào)試成本，縮短了周期，對(duì)晶體管的匹配網(wǎng)絡(luò)的實(shí)現(xiàn)取得了很好的效果.另一方面，采用諧波平衡方法可加快仿真的速度，采用版圖協(xié)同仿真方法可提高仿真結(jié)果的準(zhǔn)確性.

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