潘 健，宋志勇，王淑青

（湖北工業(yè)大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，湖北 武漢430068）

移相控制ZVS PWM DC／DC全橋變換器是采用諧振變換技術(shù)和常規(guī)PWM變換技術(shù)相結(jié)合，可以實(shí)現(xiàn)恒定頻率的零電壓開(kāi)關(guān)變換過(guò)程，它既具有常規(guī)PWM全橋電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔、控制方式簡(jiǎn)單、開(kāi)關(guān)頻率恒定以及開(kāi)關(guān)器件電壓和電流應(yīng)力小等優(yōu)點(diǎn)，又解決了常規(guī)PWM全橋電路電磁干擾強(qiáng)、開(kāi)關(guān)損耗和開(kāi)關(guān)噪聲大的缺點(diǎn)，從而被廣泛應(yīng)用于大功率高頻開(kāi)關(guān)電源領(lǐng)域［1］。

1 移相控制零電壓開(kāi)關(guān)全橋變換器的工作原理

圖1為移相控制ZVS－PWM DC／DC全橋變換器主電路。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，有12種不同的工作過(guò)程：正半周與負(fù)半周功率輸出過(guò)程，正半周與負(fù)半周鉗位續(xù)流過(guò)程，超前臂和滯后臂的諧振與換流過(guò)程，原邊電感儲(chǔ)能返回電源過(guò)程，主變壓器原邊電流上沖或下沖過(guò)零點(diǎn)過(guò)程，副邊整流橋輸出電流變化過(guò)程，輸出電壓占空比丟失過(guò)程［2］。

圖1 移相控制ZVS全橋變換器主電路

圖2所示為移相控制ZVS全橋變換器主要波形。為了便于分析，圖中四路開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q1、Q2、Q3和Q4是理想化的波形，忽略了電容對(duì)脈沖電壓上升沿和下降沿的延遲作用，用垂直直線表示，并設(shè)開(kāi)關(guān)管和二極管導(dǎo)通壓降為零，C1＝C3＝Clead，C2＝C4＝Clag，Lf＞＞Lr／n2，Lf可等效為電流Io的恒流源。

圖2 移相控制ZVS全橋變換器主要波形

［t0，t1］超前臂的諧振與換流過(guò)程：t0時(shí)刻超前臂上管驅(qū)動(dòng)脈沖變?yōu)榈碗娖?，Q1關(guān)斷，原邊電感線圈中的電流不會(huì)突變，維持ip正向流動(dòng)，對(duì)超前臂并聯(lián)電容C1、C3充放電，并聯(lián)電容與等效電感（Lr＋n2Lof）串聯(lián)諧振；

［t1，t2］正半周鉗位續(xù)流過(guò)程：超前臂的諧振使得VD3導(dǎo)通鉗位，由VD3提供續(xù)流回路，兩臂中點(diǎn)電壓為零UA＝UB＝UAB＝0，即實(shí)現(xiàn)鉗位續(xù)流過(guò)程；

［t2，t3］滯后橋臂的諧振與換流過(guò)程：t2時(shí)刻Q4關(guān)斷，ip對(duì)C4充電，同時(shí)給C2放電，UAB端電壓為負(fù)，使變壓器副邊繞組感應(yīng)出反向電壓，整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，變壓器副邊繞組近似短接，只有Lr參與諧振；

［t3，t4］原邊電感儲(chǔ)能返回電源過(guò)程：滯后臂完成諧振后，VD2導(dǎo)通續(xù)流，雖然Q2導(dǎo)通，但電流ip由VD2流通，電感儲(chǔ)能返回電源；

［t4，t5］原邊電流下沖過(guò)零點(diǎn)過(guò)程：原邊電流ip在Q2導(dǎo)通后開(kāi)始下沖過(guò)零，使續(xù)流二極管VD 2和VD3關(guān)斷，形成新的供電回路，Vin→Q2→Lr→Q3→地，ip維持下沖態(tài)勢(shì)，電流負(fù)向增大到峰值；

［t5，t6］負(fù)半周功率輸出過(guò)程：Q2和Q3同時(shí)導(dǎo)通，為負(fù)載提供了第二個(gè)功率輸出回路，Vin→Q2→Lr→Q3→地，經(jīng)過(guò)變壓器副邊及副邊整流橋?qū)崿F(xiàn)負(fù)半周功率輸出。

在t6時(shí)刻，Q3管關(guān)斷，全橋變換器開(kāi)始另一半周的工作，從原理上分析，工作過(guò)程與上述半個(gè)周期是對(duì)稱相同的，在此不再贅述。

2 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)

根據(jù)電路設(shè)計(jì)要求，假設(shè)輸出紋波電壓為△U，輸出紋波電流為△I，則輸出濾波電容上的電壓變化量為△uc＝△U，輸出濾波電感上的電流變化量為 △iL＝ △I，開(kāi)關(guān)頻率為fs。

2.1 變壓器的設(shè)計(jì)

根據(jù)開(kāi)關(guān)電源輸出功率的要求，變壓器若選用常規(guī)鐵氧體磁心，變壓器體積將會(huì)過(guò)大。實(shí)際設(shè)計(jì)過(guò)程中磁心選用超微晶磁環(huán)。與常規(guī)鐵氧體相比，超微晶材質(zhì)具有較高的飽和磁密度和較低的損耗及良好的溫度穩(wěn)定性，非常適用于大功率高頻率開(kāi)關(guān)電源的主變壓器磁心。

開(kāi)關(guān)電源三相輸入電壓為380 V±10%，為了便于計(jì)算，忽略管壓降及濾波電容的影響，則直流母線電壓的最低值

開(kāi)關(guān)電源輸出電壓為800 V，則變壓器副邊的最低電壓

式中Vo為輸出電壓，Vd為副邊整流二極管壓降，取值為1.5 V，Vl為線路壓降，取值為2 V，Dmax為最大占空比，取0.95；則變壓器變比n＝Vdmin／V2min＝0.544?？紤]到副邊整流二極管的耐壓，實(shí)際設(shè)計(jì)中變壓器副邊采用雙繞組，分別整流后串聯(lián)，變壓器變比為1∶1.05∶1.05。

2.2 濾波電感的設(shè)計(jì)

輸出濾波電感上的電流變化量為△iL。由于在輸入電壓Vin達(dá)到最大值Vinmax時(shí)，占空比最小，輸出電流的脈動(dòng)量最大，所以輸出濾波電感應(yīng)滿足以下條件［3］：

式中Vinmax為直流母線最高電壓，取值為560 V；變比n取值為0.5；Dmin為最小占空比，取值為0.8；△iL取值為12.5 A；fs為開(kāi)關(guān)頻率，取33 k Hz。

2.3 濾波電容的設(shè)計(jì)

輸出濾波電容上的電壓變化量為△UC。由于輸出濾波電容C足夠大，所以△UC相對(duì)于輸出電壓Uo來(lái)說(shuō)很小，可以認(rèn)為輸出電流Io幾乎不變。當(dāng)iL＞Io時(shí)，輸出濾波電容充電；當(dāng)iL＜Io時(shí)，輸出濾波電容放電。為便于計(jì)算，可以理想認(rèn)為輸出濾波電容的充放電時(shí)間各占一半，充放電平均電流

所以輸出濾波電容

2.4 諧振電感的設(shè)計(jì)

在滯后橋臂的換流過(guò)程中，副邊整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，變壓器副邊繞組被同時(shí)導(dǎo)通的整流二極管鉗位在兩倍的管壓降電壓，Lf不能反射到原邊，只有Lr的能量用來(lái)實(shí)現(xiàn)ZVS。而Lr比折算到原邊的Lf值小得多，因此滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS的條件是諧振電感Lr能夠?yàn)殡娙莩浞烹娞峁┳銐虻哪芰浚?］，即

由于考慮到電路輸出的效率問(wèn)題，占空比丟失ΔD一般會(huì)有一個(gè)上限值ΔDmax。由

由式（1）、（2）即可求得Lr的取值范圍為：3 u H＜Lr＜161uH，其中ΔDmax取值為0.95，結(jié)合諧振頻率f，Lr取19uH。

3 PWM移相控制電路的設(shè)計(jì)

移相控制器采用Bi CMOS相移諧振PWM控制器 UCC3895，它既保留了 UC3875／6／7／8系列和UC3879的功能，又增加了一些特性：增強(qiáng)了控制邏輯、增加了自適應(yīng)延時(shí)設(shè)定、提高了關(guān)斷能力等［4］。UCC3895控制器適用于全橋變換器的控制，通過(guò)移動(dòng)一個(gè)半橋?qū)α硪粋€(gè)半橋驅(qū)動(dòng)脈沖的相位，實(shí)現(xiàn)恒定頻率、高效率的零電壓開(kāi)關(guān)脈沖寬度調(diào)制，它既可用作電壓型控制，也可用作電流型控制。UCC3895增加了自適應(yīng)延時(shí)設(shè)定功能，該功能設(shè)置最大與最小可調(diào)輸出延遲死區(qū)時(shí)間之間的比例。通過(guò)改變自適應(yīng)延遲ADS端電壓，從而改變延遲端DELAB和DELCD上的輸出電壓VDEL：

圖3 UCC3895移相控制電路

當(dāng)ADS直接連接到CS上時(shí)，沒(méi)有延遲調(diào)制功能；

當(dāng)ADS直接接地時(shí)，達(dá)到最大的延遲調(diào)制。

CS是UCC3895控制器的電流傳感端，該引腳是電流傳感比較器的反相輸入端，也是電流比較器的同相輸入端。電路利用CS端對(duì)變壓器原邊峰值

圖3為UCC3895移相控制電路。UCC3895可以選擇延遲時(shí)間，以便設(shè)置外部功率級(jí)的諧振開(kāi)關(guān)。對(duì)兩個(gè)半橋電路提供各自的延遲，以適應(yīng)不同的諧振電容器充電電流。每級(jí)的延遲時(shí)間設(shè)置為

電流進(jìn)行過(guò)流檢測(cè)。

4 反饋控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

為了克服電壓模式單環(huán)開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)在控制和調(diào)節(jié)作用上動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢，同時(shí)電流模式單環(huán)開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)在控制和調(diào)節(jié)作用上無(wú)法保持輸出負(fù)載電流恒定的缺點(diǎn)，在電壓模式的基礎(chǔ)上引入電流模式實(shí)現(xiàn)雙環(huán)控制，可獲得較好的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)定性能。

圖4 雙環(huán)反饋控制系統(tǒng)原理框圖

圖4為雙環(huán)反饋控制系統(tǒng)原理框圖。系統(tǒng)主要由反饋網(wǎng)絡(luò)和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)組成。反饋網(wǎng)絡(luò)包括電流反饋I／U和電壓反饋H（u），采用LEM電流傳感器和LEM電壓傳感器實(shí)現(xiàn)。I／U的作用是將主電路中的電感電流iL轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)URs；H（u）的作用是將主電路中的輸出高電壓轉(zhuǎn)換為低電壓信號(hào)UH。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)包括電壓控制器VA和電流控制器CA，采用L M358運(yùn)算放大器，通過(guò)PI調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)電壓和電流控制。通過(guò)VA將電壓反饋信號(hào)UH與參考電壓Uref相比較產(chǎn)生誤差電壓信號(hào)UCP，作為電流控制環(huán)的參考電壓；通過(guò)CA將電流反饋信號(hào)URs與電壓控制環(huán)的輸出電壓UCP相比較產(chǎn)生控制電壓UCA，與PWM控制器的鋸齒波進(jìn)行比較，生成相應(yīng)占空比的脈沖信號(hào)作用于開(kāi)關(guān)控制器，從而實(shí)現(xiàn)輸出電壓、電流的自動(dòng)調(diào)節(jié)。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在理論設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，制作了基于移相控制ZVS－PWM全橋變換器的10kW開(kāi)關(guān)電源，電源輸入電壓380V±10%，輸出電壓0～800 V，開(kāi)關(guān)頻率33.33 k Hz。圖5a所示為UCC3895的PWM脈沖信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后輸出的驅(qū)動(dòng)脈沖波形，CH1和CH2是同一橋臂開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖，近似180°互補(bǔ)，并設(shè)置有死區(qū)時(shí)間，脈沖電壓幅值為15 V，周期為30μs。圖5b所示為輸出電壓80 V、輸出電流6.7 A、純電阻負(fù)載12Ω情況下的變壓器原邊電壓與電流測(cè)試波形，CH1為電壓波形，CH2為電流波形，電流互感器為200∶1，電流取樣電阻為200Ω。從圖5a波形可以看出，驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)的上升沿有一定的時(shí)間延遲，這是由開(kāi)關(guān)管的輸入電容引起的；從圖5b波形可以看出，電流在電壓降為低電平之后有一定的下降，表明原邊電流沒(méi)有突變，而是在續(xù)流，之后電流迅速下降、過(guò)零并反沖，在反向電壓為高電平一段時(shí)間之后，電流達(dá)到負(fù)向最大值，表明開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通。

圖5 波形圖

6 結(jié)束語(yǔ)

基于ZVS－PWM移相全橋變換器的理論，設(shè)計(jì)了主電路各個(gè)參數(shù)、PWM移相控制電路和雙環(huán)反饋控制系統(tǒng)，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的合理性。

［1］陳 堅(jiān)，康 勇.電力電子學(xué)－電力電子變換和控制技術(shù)［M］.第三版.北京：高等教育出版社，2011：270－274.

［2］阮新波，嚴(yán)仰光.移相控制零電壓開(kāi)關(guān)PWM變換器的分析［J］.電力電子技術(shù)，1998（02）：1－4.

［3］李曉玲.移相全橋軟開(kāi)關(guān)升壓變換器的研究［D］.杭州：浙江大學(xué)圖書(shū)館，2007.

［4］張 哲，張純江，沈 虹.新型移相控制器UCC3895的應(yīng)用研究［J］.電力電子技術(shù)，2005，39（03）：64－65.