余建軍

采用先進(jìn)的數(shù)字信號處理（DSP）技術(shù)，在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)分別引入預(yù)處理和后處理，以提高光接入網(wǎng)絡(luò)的頻譜效率并延長傳輸距離。研究了一種基于光超奈奎斯特（Super-Nyquist）濾波的類9狀態(tài)正交振幅調(diào)制（9QAM）信號多模均衡（MMEQ）后端DSP算法，使用這種方案，能夠有效提高頻譜效率，實(shí)現(xiàn)了頻譜效率高達(dá)4 bps/Hz的正交移相鍵控（QPSK）信號傳輸；還研究了一種基于數(shù)字Super-Nyquist信號前端預(yù)處理的方案，此方案的優(yōu)點(diǎn)是不需要光預(yù)濾波即可達(dá)到相同的頻譜效率。使用一個(gè)采用直接調(diào)制激光器（DML）、直接探測和數(shù)字均衡技術(shù)的高速無載波幅度相位-64狀態(tài)正交振幅調(diào)制（CAP-64QAM）系統(tǒng)，在20 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖（SSMF）上實(shí)現(xiàn)了創(chuàng)紀(jì)錄的60 Gbit/s CAP-64QAM信號傳輸；使用相干探測，實(shí)現(xiàn)了速率高達(dá)100 Gbit/s的64狀態(tài)正交振幅調(diào)制-正交頻分復(fù)用（16QAM-OFDM）實(shí)時(shí)傳輸系統(tǒng)，解決了實(shí)時(shí)OFDM信號處理中的關(guān)鍵問題。

數(shù)字信號處理；高頻譜效率；超奈奎斯特；相干光傳輸

In this paper， we investigate advanced digital signal processing （DSP） at the transmitter or receiver side for signal pre-equalization and post-equalization in order to improve the spectrum efficiency （SE） and transmission distance in an optical access network. A novel DSP scheme for this optical super-Nyquist filtering 9 QAM like signals based on multi-modulus equalization without post filter are proposed and experimentally demonstrated， which directly recovers the Nyquist filtered QPSK to a 9-QAM-like signal. With this technique， SE can be increased to 4 bits/s/Hz for QPSK signals. A novel digital super-Nyquist signal generation scheme is also proposed to further suppress the Nyquist signal bandwidth and reduce channel crosstalk without using optical pre-filtering. Only optical couplers are needed for super-Nyquist WDM multiplexing. We extend the DSP for short-haul optical transmission networks by using high-order QAMs. We propose and experimentally demonstrate a high-speed CAP-64 QAM system using direct modulation laser based on direct detection and digital equalization. Decision-directed least mean square is used to equalize the CAP-64QAM. Using this scheme， we generate and transmit up to 60 Gbit/s CAP-64QAM over 20 km stand single-mode fiber based on the DML and direct detection. Finally， several key problems are solved for real time OFDM signal transmission and processing. Using coherent detection， up to 100 Gbit/s 16 QAM-OFDM real-time transmission is realized.

digital signal processing； high spectrum efficiency； super-Nyquist； coherent optical transmission

在長距離骨干網(wǎng)及短距離接入網(wǎng)中，隨著云計(jì)算、社交媒體和移動(dòng)數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的迅速發(fā)展，因特網(wǎng)和個(gè)人業(yè)務(wù)的帶寬需求以每年30%到60%的速度持續(xù)增長。業(yè)務(wù)帶寬的增長趨勢與降低單位比特成本的需求相結(jié)合，更加突顯了高速光傳輸接口和高頻譜效率技術(shù)的重要性。以速率為100 Gbit/s的長距離系統(tǒng)為例，將單載波偏振復(fù)用的正交相位鍵控（PDM-QPSK）調(diào)制格式與相干探測的數(shù)字信號處理技術(shù)（DSP）相結(jié)合，已經(jīng)被證明是一種成功的解決方案。另一方面，能夠提供高頻譜效率傳輸?shù)募夹g(shù)也被廣泛研究，并可歸結(jié)為兩個(gè)主要方向，即降低頻譜帶寬需求以及增加調(diào)制階數(shù)。前者采用光域或電域?yàn)V波的頻譜整形技術(shù)，也被稱為奈奎斯特（Nyquist）或超奈奎斯特（Super-Nyquist）技術(shù)；后者采用多階調(diào)制格式，如32狀態(tài)正交振幅調(diào)制（32-QAM）、64狀態(tài)正交振幅調(diào)制（64-QAM），甚至更高階的正交振幅調(diào)制（QAM）[1-26]。由于受到各種因素限制，這兩類技術(shù)都依賴于發(fā)射機(jī)或接收機(jī)的先進(jìn)數(shù)字信號處理，主要的限制因素包括對激光器頻偏的高敏感度、相位噪聲、符號間干擾（ISI）以及各種信道內(nèi)和信道間損傷。endprint

采用高階調(diào)制格式是實(shí)現(xiàn)高頻譜效率的最簡單方案，但這種方案具有高損傷代價(jià)、高接收機(jī)靈敏度要求、覆蓋距離變短等問題。16-QAM信號需求的光信噪比（OSNR）比正交相位鍵控（QPSK）高了6 dB，并會(huì)隨著星座點(diǎn)的增加呈指數(shù)增長。對于光纖傳輸，光纖的非線性限制了入纖功率，從根本上限制了OSNR。另一方面，高頻譜效率調(diào)制格式的星座點(diǎn)歐氏距離更小，對光纖非線性的容忍度更低。在最新的實(shí)驗(yàn)[27]中，位于BER=10-3處的OSNR代價(jià)達(dá)到8 dB，而QPSK實(shí)現(xiàn)只有1 dB左右。因此，針對高階QAM格式的先進(jìn)DSP算法研究十分重要。與QPSK不同，高階QAM信號的偏振解復(fù)用、頻偏和相位恢復(fù)都需要新的處理方案。在場地實(shí)驗(yàn)中，速率為512 Gbit/s的雙載波16-QAM信號在色散補(bǔ)償光纖中傳輸了734 km的極限距離，并在200 GHz頻帶間隔中傳輸10 Gbit/s信號[28]。這些結(jié)果表明，采用16-QAM和64-QAM格式來增加頻譜效率的方法具有非常大的挑戰(zhàn)性。因此，基于高階QAM的高譜效率傳輸，由于在相同比特率下有更小的電帶寬，在OSNR要求高的短距離光網(wǎng)絡(luò)中顯示出更好的系統(tǒng)性能。

另一方面，隨著高頻譜效率相干探測和DSP的發(fā)展，基于奈奎斯特波分復(fù)用（N-WDM）和超奈奎斯特波分復(fù)用（SN-WDM）的頻譜整形技術(shù)在100 Gbit/s的長距離傳輸領(lǐng)域成為了研究熱點(diǎn)。目前研究表明，QPSK調(diào)制格式能最好地兼顧頻譜效率和傳輸距離。因此，通過頻譜整形技術(shù)實(shí)現(xiàn)N-WDM或SN-WDM來增加PDM-QPSK系統(tǒng)的頻譜效率，成為了未來長距離大容量光傳輸網(wǎng)絡(luò)中有前景且高效率的解決方案[11-21]。然而，濾波整形及DSP會(huì)引起碼間串?dāng)_（ISI）、信道間串?dāng)_和噪聲放大，嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能[11-16]。使用恒模算法（CMA）等線性均衡算法時(shí)，信號頻譜中的高頻噪聲和信道間串?dāng)_都會(huì)加強(qiáng)。為了補(bǔ)償其帶來性能損傷，需要能實(shí)現(xiàn)噪聲抑制和多符號探測判決的額外處理。在文獻(xiàn)[11-16]的工作中，使用了一種延時(shí)相加的后端濾波器來抑制增強(qiáng)的噪聲。此外，還引入1比特最大似然序列估計(jì)（MLSE）來均衡ISI損傷。但是問題并沒有完全解決。首先，雖然包含后端濾波器的恒模均衡（CMEQ）算法已被廣泛地應(yīng)用于100 GHz以上的光Nyquist和Super-Nyquist傳輸[14-16]，但包括載波恢復(fù)在內(nèi)的部分DSP模塊仍然會(huì)受到噪聲和串?dāng)_的影響。其次，集成度不高且價(jià)格昂貴的波長選擇開關(guān)（WSS）不容易集成到傳統(tǒng)光收發(fā)機(jī)，特別是在多信道系統(tǒng)中。此外，濾波中心窗口的不穩(wěn)定性可能會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)性能的嚴(yán)重惡化。因此，我們使用了高采樣率和高模擬帶寬的數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC），通過DAC中數(shù)百個(gè)抽頭的數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)頻譜整形。這種方案不增加額外設(shè)備并且參數(shù)容易重新設(shè)置，可以與發(fā)射機(jī)中傾斜校正等其他功能整合，波分復(fù)用（WDM）信道也可通過光耦合器實(shí)現(xiàn)復(fù)用。

本文主要研究了光接入網(wǎng)絡(luò)中的高頻譜效率和長距離傳輸數(shù)字信號處理（DSP）算法。在長距離傳輸方面，分別研究并演示了基于后處理（接收機(jī)端）和預(yù)處理（發(fā)射機(jī)端）的超奈奎斯特波分復(fù)用系統(tǒng)（WDM）系統(tǒng)。提出并驗(yàn)證了一種基于光Super-Nyquist濾波的類9-QAM信號多模均衡（MMEQ）DSP方案，通過級聯(lián)多模算法（CMMA）直接從類9-QAM信號中恢復(fù)出QPSK信號[29-30]。此外，針對雙二進(jìn)制信號（QDB）信號，在不同濾波帶寬、載波間隔和傳輸距離的條件下，研究并比較了帶有后濾波的CMEQ方案以及MMEQ方案的系統(tǒng)性能，實(shí)現(xiàn)了頻譜效率到達(dá)4 bps/Hz的QPSK信號傳輸。同時(shí)，提出了一種新的數(shù)字Super-Nyquist信號產(chǎn)生方案，這種方案可以有效抑制Nyquist信號帶寬，降低信道串?dāng)_，并且不需要預(yù)濾波。產(chǎn)生的Super-Nyquist 9-QAM信號的頻譜比普通Nyquist QPSK信號更為壓縮，WDM信道復(fù)用只需要光耦合器來實(shí)現(xiàn)。采用此方法，除去20%軟判決前向糾錯(cuò)碼（FEC）開銷后，凈頻譜效率也可達(dá)到4 bps/Hz。我們還結(jié)合高階QAM調(diào)制技術(shù)，將數(shù)字信號處理應(yīng)用于短距離光傳輸網(wǎng)絡(luò)，提出并實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了基于直接調(diào)制激光器（DML）、直接探測和數(shù)字均衡的高速無載波幅度相位-64狀態(tài)正交振幅調(diào)制（CAP-64-QAM）系統(tǒng)。其中，使用基于判決反饋的最小均方算法（DD-LMS）來均衡CAP-64-QAM信號。采用此方案，基于DML和直接探測技術(shù)，我們成功產(chǎn)生了高速CAP-64-QAM信號，并在20 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖（SSMF）上傳輸了創(chuàng)紀(jì)錄的60 Gbit/s速率。最后本文將介紹基于數(shù)字信號處理的實(shí)時(shí)相干系統(tǒng)的最新研究進(jìn)展。

1 光超奈奎斯特信道中基

于MMEQ的后處理算法

光域Super-Nyquist整形可以通過4階超高斯窄帶濾波實(shí)現(xiàn)，如波長選擇開關(guān)（WSS）[11-16]。對于符號率為Rs的PM-QPSK信號，我們采用3 dB帶寬小于或等于Rs的濾波整形設(shè)備來實(shí)現(xiàn)QDB頻譜整形。由于濾波效應(yīng)，4點(diǎn)QPSK信號在星座點(diǎn)上變?yōu)轭?-QAM信號。

與QPSK信號相比，QDB信號的頻譜更窄并且旁瓣被抑制。傳統(tǒng)的Nyquist信號一般通過帶寬與符號率相等的升余弦函數(shù)產(chǎn)生，這里，我們使用3 dB帶寬低于信號波特率的濾波器，提出了一種達(dá)到Super-Nyquis頻譜效率極限的方案?；诠飧咚篂V波從QPSK信號中產(chǎn)生Super-Nyquist濾波類9-QAM信號WDM信道的原理如圖1所示。

DSP模塊流程如圖2所示。圖2（a）和圖2（b）顯示了兩種不同處理方案的DSP模塊流程。文獻(xiàn)[11-16]廣泛應(yīng)用了基于恒模算法（CMA）和后濾波的恒模均衡（CMEQ）算法，而文獻(xiàn)[29-30]介紹了我們最近提出的MMEQ方案。對于有后濾波的CMEQ，接收到的信號先被恢復(fù)成QPSK，然后通用延時(shí)相加后濾波轉(zhuǎn)換為類9-QAM信號來抑制噪聲。而在MMEQ方案中，我們使用CMMA算法將QDB信號恢復(fù)成3個(gè)模的類9-QAM信號，再通過一種改進(jìn)的載波相位恢復(fù)算法直接得到9-QAM信號。詳細(xì)的DSP算法見文獻(xiàn)[29]。經(jīng)過每個(gè)DSP模塊處理后的信號星座圖如圖2所示。利用MMEQ算法處理QDB濾波信號的主要優(yōu)勢在于，自適應(yīng)MMEQ抽頭的頻率響應(yīng)對高頻部分有壓縮效應(yīng)，與CMEQ相比可以避免噪聲和串?dāng)_帶來的性能惡化。圖2（c）顯示了使用3 dB帶寬為22 GHz的QDB濾波時(shí)，采用不同處理方案的信號頻譜圖?？梢钥吹剑?jīng)過CMEQ算法之后，±Rs/2附近的高頻部分被恢復(fù)的同時(shí)，噪聲和串?dāng)_也隨之加強(qiáng)。然而，經(jīng)過基于CMMA的MMEQ算法處理后，噪聲和串?dāng)_被明顯抑制。被抑制的噪聲主要是高頻部分附近的信道內(nèi)噪聲，如放大自發(fā)輻射噪聲（ASE）和ISI噪聲。因此，在基于CMEQ算法的方案中，需要在載波相位恢復(fù)之后加入后濾波來抑制噪聲和串?dāng)_[11-16]，但其中的一些DSP模塊，如載波相位恢復(fù)過程仍然會(huì)處于噪聲和串?dāng)_的影響下。與之相比，采用MMEQ算法，在DSP的初始階段就很好地抑制了噪聲和串?dāng)_，從而帶來更好的系統(tǒng)性能。endprint

為了比較CMEQ和MMEQ算法對噪聲和串?dāng)_抑制的濾波容忍性，我們設(shè)計(jì)了一個(gè)28 Gbaud的QDB濾波的8信道PM-QPSK實(shí)驗(yàn)。該實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)傳輸速率為8×112 Gbit/s，信道間隔為25 GHz。傳輸光纖為單模光纖（SMF-28），由10段88 km的循環(huán)光纖環(huán)路組成，平均損耗為18.5 dB，色度色散（CD）為17 ps/km/nm。每段的88 km光纖傳輸前都加入一個(gè)EDFA用來補(bǔ)償光纖損耗。此外，光纖環(huán)中還接入一個(gè)編程控制的WSS，作為光帶通濾波器來抑制ASE噪聲。此WSS具有4階高斯頻譜特性，3 dB帶寬為2.2 nm。在接收端，使用一個(gè)3 dB帶寬為0.34 nm的可調(diào)帶通濾波器（BPF）來選擇需要測量的子信道，并采用偏振和相位分集的零差相干探測。發(fā)射機(jī)和接收機(jī)中本振（LO）的外腔激光器（ECL）線寬約為100 kHz，平衡光電二極管（BPD）的3 dB帶寬為42 GHz，BPD中每個(gè)光電二極管的工作平均光輸入功率從-20 dBm到13 dBm變化。接收到的信號功率為3 dBm，光混頻器前經(jīng)預(yù)放大的LO的功率為20 dBm。采樣率為80 GSa/s、帶寬30 GHz的數(shù)字采樣示波器用于模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換（ADC），相鄰信道的串?dāng)_會(huì)在ADC后被抑制，不需要在離線處理中加入額外的濾波器。

結(jié)果表明，MMEQ比帶有后濾波的CMEQ方案有更好的BER性能，因?yàn)镸MEQ方案有更好的噪聲和串?dāng)_抑制效果。當(dāng)濾波器的帶寬為20.1 GHz時(shí)，采用MMEQ方案時(shí)，BER=1x10-3所對應(yīng)的OSNR大約為16.5 dB，與后濾波CMEQ方案相比有1 dB改善。此外，MMEQ方案明顯改善了對噪聲和串?dāng)_的濾波容忍性，25 GHz QDB信號的最大傳輸距離可達(dá)到2 640 km；然而對于后濾波CMEQ，在低于FEC限的BER下最大傳輸距離約為2 000 km。因此，相比后濾波的CMEQ方案，MMEQ方案有更好的傳輸性能，在BER為3.8×10-3時(shí)傳輸距離增加了32%。

2 數(shù)字超奈奎斯特產(chǎn)生和

處理中的預(yù)處理算法

圖3顯示了基于DAC的Super-Nyquist 9-QAM信號與普通Nyquist QPSK信號在產(chǎn)生原理上的不同。普通的Nyquist濾波時(shí)，只需要一個(gè)平方根升余弦（SRRC）濾波器來產(chǎn)生Nyquist脈沖。然而，當(dāng)信道間隔小于符號速率時(shí)，超出信道間隔的帶寬會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的串?dāng)_，如圖3所示。為了實(shí)現(xiàn)Super-Nyquist傳輸，我們增加了一個(gè)低通濾波器（LPF）來產(chǎn)生Super-Nyquist脈沖。通過這種方式，信號頻譜被進(jìn)一步壓縮以減少信道串?dāng)_。在我們的方案中，低通濾波器可以通過雙二進(jìn)制（QDB）延時(shí)相加實(shí)現(xiàn)，其傳遞函數(shù)的z變換為：

HQDB（z）=1+z-1 （1）

上述低通濾波器可以通過2抽頭的FIR濾波器實(shí)現(xiàn)，將QPSK轉(zhuǎn)化為9-QAM信號[11-16]。通過QDB和SRRC濾波器的級聯(lián)，Super-Nyquist數(shù)字濾波器在時(shí)域可以表示為：

HSN（t）=hQDB（t）hSRRC（t） （2）

其中，hSRRC（t）是SRRC濾波器的時(shí)域脈沖響應(yīng)，具體見文獻(xiàn)[17-20]；hQDB（t）是公式（1）中QDB濾波器的脈沖響應(yīng)。

圖4（a）和（d）分別是基于SRRC的普通Nyquist濾波器和基于級聯(lián)QDB和SRRC濾波器的Super-Nyquist濾波器的時(shí)域脈沖響應(yīng)，其中，SRRC的滾降系數(shù)設(shè)置為0。可以看到，Super-Nyquist數(shù)字濾波器與傳統(tǒng)Nyquist濾波器相比，諧振更少且收斂更快。圖4（b）和（e）顯示了傳統(tǒng)的Nyquist QPSK 2電平基帶信號和Super-Nyquist 9-QAM 3電平基帶信號的眼圖。圖4（c）和（f）分別顯示了Nyquist QPSK和Super-Nyquist 9-QAM信號的電功率頻譜?？梢钥吹剑cNyquist信號相比，Super-Nyquist信號的功率譜被嚴(yán)重壓縮，頻譜旁瓣也被很大程度地抑制，3 dB帶寬小于0.5倍波特率。

3 采用直接探測和高級

數(shù)字均衡技術(shù)的

CAP-64-QAM短距離傳輸

如第一部分所分析的，基于高階QAM的高頻譜效率傳輸，由于其在給定比特率下有更小的電帶寬，在OSNR要求較高的短距離光網(wǎng)絡(luò)中顯示出了更好的性能。另一方面，隨著接入網(wǎng)和數(shù)據(jù)中心互聯(lián)光鏈路等短距離通信帶寬需求的快速增長，如何增加傳輸容量成為了研究熱點(diǎn)[5-6]?？紤]到成本和復(fù)雜度，采用高階調(diào)制格式的強(qiáng)度調(diào)制和直接探測（IM/DD）是一種普遍應(yīng)用的可行方案[5-6，31-41]。許多基于IM/DD的調(diào)制技術(shù)已經(jīng)被提出，如QAM-副載波調(diào)制（SCM）[5-6]，脈沖幅度調(diào)制（PAM）[31]，離散多音（DMT），正交頻分復(fù)用（OFDM）[32-33]以及無載波幅度相位調(diào)制（CAP）[34-41]。

研究表明，基于IM/DD的CAP結(jié)構(gòu)可以在保證良好性能的前提下降低復(fù)雜度，僅使用DML、垂直腔表面發(fā)射激光器（VCSEL）和帶寬有限的光電器件等低成本原件，依然能夠提供較高的數(shù)據(jù)傳輸速率[34-42]。與QAM-SCM[5-6]和OFDM[32-33]相比，CAP不需要電域的復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換、復(fù)雜的混頻器、射頻源和光同相正交（I/Q）調(diào)制器，同時(shí)也省去了OFDM信號調(diào)制和解調(diào)過程中的離散傅里葉變換（DFT）[40]。文獻(xiàn)[35-42]展示了多種基于CAP的光通信系統(tǒng)。文獻(xiàn)[38]證明多頻帶CAP-QAM可以有效提高短距離通信的帶寬。

在文獻(xiàn)[42]中，提出了基于CAP-16-QAM和CAP-64-QAM的系統(tǒng)，但其比特率分別只有2 Gbit/s和2.1 Gbit/s。在文獻(xiàn)[40]中，使用基于CMMA的數(shù)字均衡器來均衡CAP-16-QAM信號的ISI，并取得了良好性能。然而，高階調(diào)制格式的CAP系統(tǒng)，如速率高達(dá)數(shù)十吉比特每秒的CAP-64-QAM并沒有被演示，其對應(yīng)的數(shù)字均衡技術(shù)也沒有深入研究。因此，我們提出并實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了一種基于DML、直接探測和數(shù)字均衡技術(shù)的高速CAP-64-QAM系統(tǒng)。endprint

圖5顯示了采用DML、直接探測和數(shù)字均衡的CAP M-QAM系統(tǒng)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)原理。CAP貝爾實(shí)驗(yàn)室首先提出了CAP這種適合短距離通信的多階多維調(diào)制格式[34-43]，這種調(diào)制格式與QAM信號類似，但不需要射頻源。二維CAP可以通過圖5中的兩個(gè)正交濾波器fI和fQ實(shí)現(xiàn)。原始比特序列先被映射為M-QAM的復(fù)數(shù)符號（M是QAM的階數(shù)），隨后，為了匹配整形濾波器的采樣率，映射后的復(fù)數(shù)符號經(jīng)過上采樣處理，整形濾波器的采樣率由數(shù)據(jù)波特率和DAC采樣率共同決定。兩路濾波器的輸出合并后，進(jìn)行DAC處理，形成S（t）用來驅(qū)動(dòng)DML。接收端采用直接探測，經(jīng)過ADC后的信號被送入兩個(gè)匹配濾波器來分離同相和正交分量。下采樣之后，經(jīng)過線性均衡器和M-QAM解調(diào)過程，即可得到原始的比特序列。

fI（t）、fQ（t）表示一對正交的匹配濾波器對，MfI（t）、MfQ（t）是其對應(yīng)的整形濾波器，這兩對濾波器在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)組成了希爾波特（Hilbert）對。兩個(gè)正交濾波器可以通過乘以sin和cos函數(shù)的平方根升余弦脈沖來構(gòu)建，具體見文獻(xiàn)[43]。因此，匹配濾波器對的關(guān)系為：MfIn（t）=fIn（-t）和MfQn（t）=fQn（-t）。由于濾波器的正交性，同相和正交數(shù)據(jù)可以通過正交匹配濾波器得到。為了準(zhǔn)確地恢復(fù)同相和正交數(shù)據(jù)，CAP解調(diào)中的同步非常重要，因?yàn)槠ヅ溆邢逈_擊響應(yīng)濾波器（FIR）的時(shí)間錯(cuò)誤會(huì)引入嚴(yán)重的ISI[40-42]。由于最合適的采樣點(diǎn)難以判斷，采樣時(shí)間點(diǎn)的偏差將會(huì)使得后續(xù)信號被ISI和同相正交間的串?dāng)_嚴(yán)重影響，從而導(dǎo)致星座點(diǎn)的模糊和相位旋轉(zhuǎn)。

因此，在下采樣之后，需要使用一個(gè)線性均衡器來處理復(fù)數(shù)信號，經(jīng)QAM解碼后得到原始信號。在我們的系統(tǒng)中，正交濾波器和匹配濾波器都通過數(shù)字FIR濾波器實(shí)現(xiàn)，抽頭長度分別為T-OFL和R-MFL。如文獻(xiàn)[40]中所分析的，F(xiàn)IR濾波器的抽頭長度決定了濾波器的時(shí)域脈沖形狀和頻率響應(yīng)，F(xiàn)IR濾波器的抽頭長度對系統(tǒng)性能的影響也在實(shí)驗(yàn)中進(jìn)行了討論。

在之前的工作中，采用了ISI均衡和相位恢復(fù)算法相結(jié)合的兩級均衡方案來均衡CAP信號，具體過程為先用CMA進(jìn)行預(yù)收斂，再用CMMA算法實(shí)現(xiàn)ISI均衡。然而對于高階CAP-QAM信號，由于QAM中環(huán)的間隔一般小于符號間最小間隔，CMMA均衡效果不甚理想。之前的研究已經(jīng)證明，對于高階QAM信號，DD-LMS可以實(shí)現(xiàn)比CMMA更好的SNR性能[22]。另一方面，因?yàn)镃MA的收斂原則是基于符號的模值，是一種獨(dú)立于相位的算法，所以還需要在CMMA之后再進(jìn)行額外的相位恢復(fù)來均衡串?dāng)_。

因此，我們提出了一種新型的DSP算法來均衡CAP-QAM信號中的ISI和串?dāng)_：在CMA預(yù)收斂之后，使用一個(gè)基于DD-LMS的一級均衡器來調(diào)整FIR濾波器的抽頭系數(shù)。圖6（a）和圖6（b）顯示了DD-LMS算法的結(jié)構(gòu)和原理。用于CAP信號均衡的FIR濾波器是一種T/2間隔的蝶形自適應(yīng)數(shù)字濾波器結(jié)構(gòu)。與相干光系統(tǒng)中采用的DD-LMS不同，F(xiàn)IR濾波器的4個(gè)時(shí)域抽頭系統(tǒng)都是實(shí)數(shù)。ZI（n）和ZQ（n）分別表示濾波器在n次均衡后的同相和正交信號輸出。DI（n）和DQ（n）是同相和正交信號的判決結(jié)果。雖然同相和正交信號輸入獨(dú)立，但每個(gè)輸出與兩個(gè)輸入都相關(guān)。DD-LMS的錯(cuò)誤函數(shù)可以被表示為：

eI，Q（n）= DI，Q（n）- ZI，Q（n） （3）

其中eI（n）和eQ（n）是同相和正交信號的錯(cuò)誤函數(shù)，4個(gè)實(shí)數(shù)值的FIR濾波器hii、hiq、hqi和hqq在判決后由錯(cuò)誤函數(shù)進(jìn)行更新：

hii（n）=hii（n-1）+μeI（n）rI（n） （4）

hqi（n）=hqi（n-1）+μeI（n）rQ（n） （5）

hiq（n）=hiq（n-1）+μeQ（n）rI（n） （6）

hqq（n）=hqq（n-1）+μeQ（n）rQ（n） （7）

通過此方法，同相和正交信號的ISI和串?dāng)_都可以被消除。

我們通過仿真比較了CMMA和DD-LMS兩種方案。對CAP-64-QAM信號的均衡效果，如圖6（c）和圖6（d）所示。圖6（c）顯示了CMMA和DD-LMS兩種均衡方案的采樣偏差與相位旋轉(zhuǎn)的關(guān)系，此時(shí)的上采樣率是8 Sa/符號?？梢钥吹?，時(shí)鐘偏差引入的相位旋轉(zhuǎn)無法通過CMMA補(bǔ)償，需要在CMMA之后進(jìn)行額外的相位恢復(fù)處理。然而使用DD-LMS算法，接收信號的相位得到了的正確恢復(fù)，因?yàn)镈D-LMS對相位信息十分敏感。圖6（d）表示在不同均衡方案下，接收信號的Q值與SNR的關(guān)系。結(jié)果表明，對于CAP-64-QAM信號，DD-LMS比CMMA算法的Q值更高。因?yàn)閷τ贑AP-64-QAM信號，DD-LMS的錯(cuò)誤函數(shù)基于符號間間隔，而CMMA是基于環(huán)間間隔，QAM的環(huán)間距離一般小于最小符號間隔，所以DD-LMS算法表現(xiàn)出了更好的性能。

上述結(jié)果表明，我們提出的利用DML、直接探測和改進(jìn)的DD-LMS均衡的CAP-64-QAM系統(tǒng)具有很強(qiáng)的可行性。

4 基于數(shù)字信號處理的

實(shí)時(shí)相干系統(tǒng)

我們首次實(shí)現(xiàn)了單光源傳輸速率100 Gbit/s的偏振復(fù)用16-QAM-OFDM相干光實(shí)時(shí)傳輸系統(tǒng)[44]。OFDM信號頻譜效率高，頻譜資源可以動(dòng)態(tài)分配，并且能夠有效的抵抗光纖傳輸中的色散，是業(yè)內(nèi)一直在研究的高級調(diào)制格式。實(shí)驗(yàn)裝置如圖7所示。實(shí)驗(yàn)中激光器波長為1 548.53 nm，激光器線寬小于100 kHz。DAC產(chǎn)生的16-QAM-OFDM信號經(jīng)過電放大后驅(qū)動(dòng)光的IQ調(diào)制器。DAC取樣速率為62.895 GSa/s。在OFDM調(diào)制中FFT尺寸為1 024，其中256個(gè)子載波載數(shù)據(jù)，8個(gè)子載波載導(dǎo)頻信號，第一個(gè)子載波置零，其他子載波均置零。實(shí)驗(yàn)中采用DFT-spread技術(shù)在信號子載波中均勻分配信噪比和減小峰均比，并采用頻域內(nèi)的滑動(dòng)平均（ISFA）的方式來消除信道估計(jì)中光纖信道中的噪聲的影響，以此提高系統(tǒng)的誤碼性能。經(jīng)過反傅立葉變換后，24個(gè)取樣點(diǎn)用來做循環(huán)前綴。接收端的ADC取樣速率為41.93 GSa/s，帶寬為16 GHz。DAC和ADC分辨率分別為8比特和6比特。用來做FPGA的芯片型號分別為EP4S100G和的6VSX475 FPGA[44]。圖7中給出了DAC和ADC照片，信號光譜和電譜圖以及FPGA的寄存器傳輸級的流程圖。在無電色散補(bǔ)償?shù)那闆r下，100 Gbit/s偏振復(fù)用16-QAM-OFDM經(jīng)過200 km傳輸后誤碼率小于3.8×10-3。endprint

5 結(jié)束語

本文主要研究了光接入網(wǎng)絡(luò)中高頻譜效率和長距離傳輸?shù)臄?shù)字信號處理（DSP）算法。為了提高QPSK信號的頻譜效率，提出并研究了兩種基于發(fā)射端預(yù)處理和接收端后處理的Super-Nyquist WDM算法。提出并驗(yàn)證了一種基于光Super-Nyquist濾波的類9-QAM信號多模均衡（MMEQ）DSP方案，通過級聯(lián)多模算法（CMMA）直接從類9-QAM信號中恢復(fù)出QPSK信號。此外，針對雙二進(jìn)制信號（QDB）信號，在不同濾波帶寬、載波間隔和傳輸距離的條件下，研究并比較了帶有后濾波的CMEQ方案和MMEQ方案的系統(tǒng)性能。同時(shí)，提出了一種新型的數(shù)字Super-Nyquist信號產(chǎn)生方案，進(jìn)一步壓縮Nyquist信號帶寬，減少信道串?dāng)_，并且不需要光預(yù)濾波。采用這種方案，產(chǎn)生的Super-Nyquist 9-QAM信號的頻譜與普通Nyquist QPSK信號相比要更為壓縮，并且只需要光耦合器就能進(jìn)行Super-Nyquist WDM信道復(fù)用，凈頻譜效率達(dá)到4 bps/Hz（除去20%軟判決FEC開銷）。我們還將高階QAM的數(shù)字信號處理算法拓展到短距離光傳輸網(wǎng)絡(luò)，提出并實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了基于DML、直接探測和數(shù)字均衡的高速CAP-64-QAM系統(tǒng)。DD-LMS被用來均衡CAP-64-QAM信號。采用此方案，我們成功產(chǎn)生并實(shí)現(xiàn)了基于DML和直接探測的60 Gbit/s CAP-64-QAM的20 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖傳輸。我們首次實(shí)現(xiàn)了單光波傳輸速率100 Gbit/s的實(shí)時(shí)相干光偏振復(fù)用16-QAM-OFDM傳輸系統(tǒng)。在實(shí)時(shí)系統(tǒng)的數(shù)字信號處理算法中，我們創(chuàng)新地提出通過只比較信號的符號位，將復(fù)雜的浮點(diǎn)乘法優(yōu)化為簡單的異或操作，大大降低了時(shí)域同步和頻偏估計(jì)的算法復(fù)雜度。通過采用無信號失真的DFT-spread技術(shù)來降低OFDM信號的峰均功率比（PAPR），并采用頻域內(nèi)的滑動(dòng)平均（ISFA）的方式來消除信道估計(jì)中光纖信道中的噪聲的影響，以此提高系統(tǒng)的誤碼性能。我們的研究成果為信道速率高達(dá)100 Gbit/s的局域網(wǎng)實(shí)時(shí)傳輸技術(shù)提供了可靠的備選方案。

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