崔 紅，王鳳翔

(1.遼寧省交通高等?？茖W(xué)校，沈陽(yáng)110122;2.沈陽(yáng)工業(yè)大學(xué)，沈陽(yáng)110870)

0 引 言

高速電動(dòng)機(jī)以其功率密度大、體積小、節(jié)能等優(yōu)點(diǎn)在高性能機(jī)械中應(yīng)用越來(lái)越廣，如高速磨床、高速離心壓縮機(jī)等。高速電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速可達(dá)每分鐘數(shù)萬(wàn)轉(zhuǎn)甚至數(shù)十萬(wàn)轉(zhuǎn)，繞組電流頻率較高。由于高頻高速的特點(diǎn)及其驅(qū)動(dòng)變頻器存在的諧波，由此帶來(lái)的高速電機(jī)供電系統(tǒng)諧波大的問(wèn)題越來(lái)越嚴(yán)重。

高速電動(dòng)機(jī)通常由高頻PWM 逆變器驅(qū)動(dòng)。由PWM 逆變器產(chǎn)生的諧波電流和諧波電壓將引起高速電機(jī)的附加損耗，導(dǎo)致電機(jī)轉(zhuǎn)子溫升增加、電機(jī)效率下降，還會(huì)增加電機(jī)的振動(dòng)和噪聲［1－2］。受PWM逆變器功率器件開(kāi)關(guān)頻率的限制，高頻PWM 逆變器與低頻PWM 逆變器相比，諧波電流階次低，幅值大。諧波頻率接近于基波的頻率，因此抑制高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的諧波電流比較困難。

本文通過(guò)對(duì)高速電動(dòng)機(jī)采用PWM 變頻器時(shí)產(chǎn)生的諧波電流的不同抑制方法比較，研究了兩種有效的諧波電流抑制方法即二階RLC 和三階LCL 復(fù)合濾波器，這兩種方法可以在較寬的頻帶范圍內(nèi)，使高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的諧波電流顯著減小，而基波電流損失很少。

1 采用通用PWM 變頻器時(shí)諧波抑制的常用方法

高速電動(dòng)機(jī)變頻系統(tǒng)的方框圖如圖1 所示。通過(guò)在變頻器的整流橋與濾波電容之間的直流側(cè)加直流電抗器可以在一定程度上減小高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的電流和電壓中的諧波成分，改善變頻器的功率因數(shù)，還可以起到限制逆變側(cè)短路電流的作用。

圖1 高速電動(dòng)機(jī)變頻系統(tǒng)的方框圖

高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)常用的諧波抑制方法是在PWM 變頻器的輸出側(cè)裝設(shè)無(wú)源濾波器。如采用LC濾波器來(lái)抑制電機(jī)供電系統(tǒng)的電流諧波［3－4］。

LC 濾波器結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 變頻器輸出端LC 濾波器的結(jié)構(gòu)圖

對(duì)于LC 濾波器的設(shè)計(jì)首先要考慮濾波器的截止頻率。LC 濾波器的截止頻率選擇如下［5］:

本研究以被控對(duì)象為PN=10 kW，UN=220 V，nN=12 000 r/min，fN=200 Hz 的高速永磁電動(dòng)機(jī)為例，在使用臺(tái)達(dá)VFD750B 型號(hào)變頻器時(shí)對(duì)圖1 的高速電動(dòng)機(jī)變頻系統(tǒng)進(jìn)行了濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)，變頻器的輸出電壓Uo=380 V，容量為75 kVA，輸出基波頻率=200 Hz，載波頻率=6 kHz，選取截止頻率fL=2 kHz。輸出側(cè)選取的濾波器L=0.6 mH，C=10 μF。

采用MATLAB 軟件對(duì)高速電動(dòng)機(jī)變頻系統(tǒng)在未加和加LC 濾波器的情況下分別進(jìn)行了仿真研究，其中圖3 為變頻器輸出端未加濾波器時(shí)的仿真電流波形及電流諧波分析，圖4為在變頻器輸出端加LC 濾波器，電感L=0.6 mH 和電容C=10 μF 時(shí)的仿真電流波形及電流諧波分析。

圖3 未加濾波器時(shí)仿真電流及諧波分析

圖4 加LC 濾波器時(shí)仿真電流及諧波分析

在上述2 種情況下，在整流器和逆變器之間的直流側(cè)采用兩個(gè)2 200 μF/450 V 的電容相串聯(lián)，并在兩個(gè)電容旁各并聯(lián)了一個(gè)51 kΩ/4 W 的均壓電阻。

從圖3 可以看出，在變頻器輸出端未加濾波器時(shí)，高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的電流諧波非常大，總諧波畸變率(THD)為30.79%，基波電流幅值為2.3 A。從圖4 可以看出，在變頻器輸出端加LC 濾波器后，THD為4.33%。

圖5、圖6 為采用通用變頻器，在變頻器輸出端未加和加LC 濾波器時(shí)，高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)電流波形及諧波分析。

圖5 未加濾波器時(shí)的實(shí)驗(yàn)電流波形及諧波分析

圖6 加LC 濾波器時(shí)的實(shí)驗(yàn)電流波形及諧波分析

從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，采用定值LC 濾波器對(duì)于高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的電流諧波有一定抑制效果。

2 諧波抑制的有效方法——加裝RLC 和LCL濾波器

2.1 在變頻器的輸出側(cè)加裝RLC 二階低通濾波器

由于受變頻器的載波頻率的限制，對(duì)于高頻PWM 逆變器來(lái)說(shuō)，濾波器的截止頻率與基波相比較低。由于需要的電感和電容值較大，所以濾波器的成本將增加。因此在設(shè)計(jì)濾波器時(shí)要綜合考慮總諧波畸變率、基波壓降以及濾波器的成本等方面。

圖7 變頻器輸出端RLC 二階低通濾波器的結(jié)構(gòu)圖

變頻器輸出端RLC 二階低通濾波器的結(jié)構(gòu)圖如圖7 所示。對(duì)于圖7 的RLC 二階低通濾波器，根據(jù)單相等效電路，RLC 濾波器的濾波特性可近似表示:

濾波器元件參數(shù)選擇除了需要考慮上述衰減的要求，還需考慮下述方面:

(1)截止頻率

截止頻率選為載波頻率的1/10 以下，截止頻率還應(yīng)高于基波頻率的十倍以上，要根據(jù)要求折中調(diào)整。

(2)濾波電感

一般要求電感上的基波壓降不應(yīng)超過(guò)3% ～5%。電感值的選擇應(yīng)使諧波電流的有效值不能超過(guò)逆變器電流容量的10% ～20%，否則逆變器可能會(huì)由于諧波電流過(guò)大從而進(jìn)入保護(hù)狀態(tài)［6］。

(3)濾波電容

選擇電容值時(shí)要依據(jù)如下的兩個(gè)條件:一是流經(jīng)電容支路的基波電流有效值在空載時(shí)不應(yīng)超過(guò)逆變器電流輸出容量的10%。二是電容和電感值還受截止頻率的限制。

(4)電阻的選擇

電阻的取值應(yīng)使電容支路的諧振電流限制在允許的范圍內(nèi)，即電容支路的電流不應(yīng)超過(guò)逆變器額定電流的20%。

同樣以上述的高速電動(dòng)機(jī)為被控對(duì)象，根據(jù)上述參數(shù)選擇的原則選取RLC 濾波器的參數(shù):L =0.6 mH，R=1 Ω，C=35 μF。

加裝二階RLC 濾波器之后高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的仿真和實(shí)驗(yàn)電流波形以及諧波分析分別如圖8、圖9 所示。

圖8 加二階RLC 濾波器時(shí)的仿真電流及諧波分析

圖9 加二階RLC 濾波器時(shí)的實(shí)驗(yàn)電流及諧波分析

從圖8、圖9 中可以看出，與前述的濾波方法相比，在變頻器輸出端加裝二階RLC 濾波器之后，高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的電流諧波抑制效果更好一些。

2.2 在變頻器的輸出側(cè)加裝LCL 三階低通濾波器

若要減小高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的電流諧波，還可以采用在逆變器輸出端加裝如圖10 所示的三階LCL 濾波器。

圖10 變頻器輸出端LCL 三階濾波器的結(jié)構(gòu)圖

LCL 濾波器的作用是向電機(jī)供電系統(tǒng)注入一個(gè)與諧波電流大小相等、方向相反的補(bǔ)償電流，以消除諧波。電機(jī)的供電電流Ig可表示:

式中:Xc，Rc分別為容抗和阻尼電阻;Rg，R 為電感的寄生電阻;XLg為變頻器側(cè)阻抗。為了使高頻電流分量盡量從電容支路流過(guò)，以達(dá)到較好的濾波效果，在設(shè)計(jì)中必須保證Xc相對(duì)XLg足夠小。

圖10 中，Rc的作用是提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，避免系統(tǒng)諧振，但是也會(huì)帶來(lái)線路損耗的問(wèn)題，選擇時(shí)應(yīng)選用無(wú)感功率電阻。電感L 的作用是將變頻器輸出的電壓轉(zhuǎn)化為補(bǔ)償電流，而L 上的電流I 由阻抗XL和XLgC(為電容C 支路和Lg支路的并聯(lián)阻抗)決定。由于引入了電容和Lg的并聯(lián)支路，所以串聯(lián)阻抗增大了，而I 卻減小了，但并不會(huì)減小過(guò)多(因?yàn)閄LgC的限制)。

為了使電流中的高頻分量盡可能從電容C 支路流過(guò)，選擇濾波器的參數(shù)時(shí)要使XC?XLg。這可以通過(guò)增加C 的電容量或者增加Lg的電感量來(lái)實(shí)現(xiàn)。但是增加電容量會(huì)使電容支路對(duì)基波的阻抗減小，使變頻器的輸出電流增加。同時(shí)還應(yīng)注意增大電感量也會(huì)帶來(lái)?yè)p耗大、成本高、體積大等缺點(diǎn)，因此在參數(shù)選擇時(shí)要綜合考慮。

變頻器側(cè)電感可以利用歸一化方法來(lái)設(shè)計(jì)［7］。歸一化方法是指截止頻率為1/(2π)Hz，特征阻抗為1 Ω 的低通濾波器為基準(zhǔn)。濾波器的電感參數(shù)可以通過(guò)式(4)估算，再結(jié)合前面的分析來(lái)確定電容C和電感Lg的參數(shù)。

根據(jù)上述的濾波器電感的計(jì)算方法，截止頻率fL選取在2 kHz 處，濾波器的特征阻抗選取為4.6 Ω，可得，L=0.37 mH。

以上述的高速電動(dòng)機(jī)為被控對(duì)象，結(jié)合濾波器各參數(shù)的分析以及參數(shù)的變化對(duì)諧波抑制效果的影響，通過(guò)仿真分析對(duì)各參數(shù)作適當(dāng)?shù)恼{(diào)整，即可得到濾波器的優(yōu)化參數(shù)。三階LCL 濾波器的參數(shù)選擇:Lg=0.23 mH，Rg=0.01 Ω，L =0.37 mH，R =0.03 Ω，Rc=0.4 Ω，C=35μF 時(shí)，高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的仿真和實(shí)驗(yàn)電流波形以及諧波分析分別如圖11－圖12 所示。

圖11 加三階LCL 濾波器時(shí)的仿真電流及諧波分析

圖12 加三階LCL 濾波器時(shí)的實(shí)驗(yàn)電流及諧波分析

從圖11、圖12 中可知，與二階RLC 濾波器相比，在變頻器輸出側(cè)加裝三階LCL 濾波器后，高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的諧波電流可以進(jìn)一步減小，而基波電流削弱得很少。

圖13 為上述高速電動(dòng)機(jī)在加不同濾波器時(shí)線電壓基波壓降的實(shí)驗(yàn)結(jié)果比較圖。圖14 為上述高速電動(dòng)機(jī)在加不同濾波器時(shí)電壓諧波抑制的實(shí)驗(yàn)結(jié)果比較圖。

圖13 高速電動(dòng)機(jī)加不同濾波器的基波壓降比較

圖14 高速電動(dòng)機(jī)加不同濾波器的電壓諧波抑制比較

圖13 和圖14 中1 為未加濾波器;2 為加LC 濾波器;3 為加二階RLC 濾波器;4 為加三階LCL 濾波器。從圖13 和圖14 中可以看出，在加二階RLC 或三階LCL 濾波器之后諧波抑制效果明顯提高。

3 結(jié) 語(yǔ)

通過(guò)對(duì)高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的仿真和實(shí)驗(yàn)研究可知:

(1)在采用通用PWM 變頻器時(shí)，在不加任何濾波器的情況下，高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的電流諧波比較大。

(2)在變頻器輸出側(cè)加LC 濾波器后，抑制高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)諧波的效果比較明顯。

(3)在采用通用PWM 變頻器時(shí)，抑制高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)電流諧波更有效的方法是在變頻器的輸出端加二階RLC 或三階LCL 復(fù)合濾波器?？梢栽谳^寬的頻帶范圍內(nèi)，使高速電動(dòng)機(jī)供電系統(tǒng)的電流諧波減小顯著。對(duì)于PN=10 kW，nN=12 000 r/min的高速電動(dòng)機(jī)，電流總諧波畸變率小于6%，基波電流損失小于1%，而電壓總諧波畸變率小于10%，基波電壓損失小于2%，都在允許的范圍內(nèi)。

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