高 濱，陳坤鵬，夏東偉，徐紀太

（1.青島大學自動化工程學院，青島 266071；2.無錫上能新能源公司，無錫 214174）

引言

近年來，隨著光伏逆變技術的發(fā)展，對電源體積、重量、效率等方面提出了越來越高的要求。單端反激電路由于體積小、電路簡單、變壓器原副邊電氣隔離等優(yōu)點在開關電源設計中得到了廣泛應用［1-2］。在光伏系統(tǒng)中，光伏電池板開口電壓大致在700～1 000 V，若直接采用單端反激，則需要開關管大致承受1 000 V以上的電壓應力，而工程應用中很難找到同時滿足高壓、高頻的MOSFET。若采用雙管反激，由于均壓問題，不能保證其穩(wěn)定性［3］。因此需要研究滿足光伏應用的開關電源。

針對目前工程實際需求，本文設計、實驗一款基于串聯(lián)反激電路的高壓高頻輔助電源，并給出了具體的設計參數(shù)、實驗數(shù)據(jù)和實驗波形。

1 主電路工作原理

主電路原理拓撲如圖1所示。它是一個一體電路，不是傳統(tǒng)的2個電路串聯(lián)；它只有一個變壓器，繞組N1和繞組N2的匝數(shù)相同且繞在同一個磁芯上。當輸入電壓800 V不平衡時，假設電容C1端電壓405 V，電容C2端電壓395 V，管子導通時，忽略壓降，即N1端為 405 V。 由于 N1和 N2匝比為 1：1，則通過變壓器耦合可知N2端必然也為405 V，那么N2和C2間將產(chǎn)生壓差，電流會流向C2；反之，當C2電壓高于C1時，電流流向C1，給其充電，隨之電壓升高，以此來平衡電壓。當一個導通周期沒有平衡時，下個周期，繼續(xù)進行，直至平衡。其中BUS_M是母線中點，也是2個反激電路的連接點，該連接點不需要與光伏電池板的中點連接。圖中管子的采樣電路沒有畫出。

DC+經(jīng)一系列電阻降壓，得到VCC并送至UC2844的VCC，使得芯片開始工作，驅動管子導通，而且兩個管子是同時導通和截止的。當管子導通時，電流上升，變壓器原邊導通，磁場開始儲能，當開關管關斷時，磁場開始向副邊傳遞能量［4］。電壓反饋是通過TL431及相關外圍組件實現(xiàn)［5］。

圖1 主電路拓撲Fig.1 The topology of main circuit

2 主電路設計

主電路參數(shù)設置為：輸入電壓直流范圍為300～1 000 V，輸出直流電壓 24 V，輸出電流 7.5 A，輸出功率180 W，電壓精度≤1%，開關頻率116 Hz。

2.1 主電路變壓器設計

設計要求有：（1）原邊、副邊繞組電壓的變比應滿足要求值，即當輸入電壓降到規(guī)范的最低電壓值時，仍能夠有穩(wěn)定的輸出；（2）當輸入電壓或占空比變?yōu)樽畲髸r，變壓器的磁芯不允許飽和；（3）當輸出功率最大時，變壓器溫升應在規(guī)范要求之內［6］。

磁芯采用EER45，主要參數(shù)為：磁芯有效截面積為Ae=194 mm2，磁芯窗口面積為Aw=223 mm2。

在最小輸入電壓為Vin_min=300 V時，設定開關頻率為130 kHz，占空比D=0.4，最大占空比為Dmax=0.5，ΔB=0.1 T，變壓器初級勵磁電感量［7］Lp為

式中：Po為輸出功率，180 W；η為電源效率，取80%。

變壓器初級與輸出+24V次級的變比為n，由于是2個反激串聯(lián)，故變比n為

式中：Vo為輸出電壓，24 V；Vf為輸出整流二極管的壓降，取為1 V。通過計算可得n=4。

變壓器初級繞組匝數(shù)Np為

則主輸出次級繞組匝數(shù)Ns為Ns=Np/n=7.43，輔助繞組匝數(shù)Nax為

實際中，變壓器的Np取為34匝，Ns取8匝，輔助繞組取6匝，用于提供電壓Vax=16 V，給控制片供電。

2.2 開關管的選擇

首先，考慮副邊折射到原邊的電壓Vz=n（Vo+Vf），將參數(shù)數(shù)值帶入可得：Vz=100 V。當單獨采用單端反激或雙管串聯(lián)時，每個管子在光伏高壓直流輸入時要承受的最大關斷電壓為Vds_max=Vin_max+Vz=1 000+100=1 100 V；再考慮電壓裕量和尖峰量，則要選擇的管子耐壓至少要有1 400 V以上。而實際工程中，這么高耐壓的管子不僅價格高，而且工作頻率低，損耗大，不符合工程需要的。

而在本電路中，在最大直流輸入時，管子關斷時承受最大電壓為

計算得到，Vds_max只有600 V，大大降低了管子的耐壓，進而解決了低頻、低功率、成本高等問題，很好地滿足了輔助電源在光伏應用中的要求。

在輸入電壓最低時，開關管最大工作電流［8］為Icmax=I1/Dmin其中，I1為最低電壓輸入時輸入的平均電流，I1=Po/η·Vin_min；η 為電源效率。 通過計算可得最大電流為Icmax=4.26 A。分別考慮尖峰量和電壓、電流裕量，選擇型號為 FQA11N90C（900 V，8 A）的MOSFET管。

2.3 輸出二極管選擇

開關管和輸出整流二極管都要在最高電壓輸入時選擇，當輸入最高直流電壓1 000 V時，輸出整流管承受最大反向電壓為Vdmax=Vin_max/2·n+Vo=150 V，承受的最大電流為 Idmax=Io=7.5 A，考慮電壓和電流裕量后，輸出二極管選用MBR20200（200 V，20 A）。

3 實驗

本文針對光伏中高壓輸入情況，分別取輸入電壓為900 V和1 000 V做實驗，實驗波形如圖2～圖5所示。

圖2 輸入 900 V 時 Q1的 Vgs、Vds波形Fig.2 Vgsand Vdswaveforms of Q1with input 900 V

圖3 輸入 900V 時 Q2的 Vgs、Vds波形Fig.3 Vgsand Vdswaveforms of Q2with input 900 V

圖4 輸入 1 000 V 時 Q1的 Vgs、Vds波形Fig.4 Vgsand Vdswaveforms of Q1with input 1 000 V

圖5 輸入 1 000 V 時 Q2的 Vgs、Vds波形Fig.5 Vgsand Vdswaveforms of Q2with input 1 000 V

由圖2和圖3可以看出，輸入900 V時，每個管子在關斷時承受電壓只有610 V左右，在開關管的耐壓范圍；開關頻率為116 kHz左右。由圖4和圖5可以看出，當輸入為1 000 V時，每個管子耐壓只有660 V左右，均在耐壓范圍內。

4 結語

實驗結果表明該電源能很好地解決光伏高壓輸入情況下，管子耐壓和低頻、功率密度低等問題，在光伏應用中有良好的應用前景。

［1］胡志強,王改云,王遠.多路單端反激式開關電源設計［J］.現(xiàn)代電子技術,2013,36（14）：162.Hu Zhiqiang,Wang Gaiyun,Wang Yuan.Design of multichannel switching power supply with single-ended flyback［J］.Modern Electronics Technique,2013,36（14）：162（in Chinese）.

［2］劉計龍,楊旭,趙春朋，等.用于高壓電力電子裝置的輔助電源的設計［J］.電源學報,2012,10（1）：12-17.Liu Jilong,Yang Xu,Zhao Chunpeng,et al.Design of auxiliary power supply for high voltage power electronics device［J］.Journal of Power Supply,2012,10（1）：12-17（in Chinese）.

［3］洪帥,陳國柱.高壓輸入多路輸出雙管反激變換器的設計［J］.電源學報,2007,5（1）：31-34.Hong Shuai,Chen Guozhu.Design of high-voltage multioutput dual switches’ flyback converter［J］.Journal of Power Supply,2007,5（1）：31-34.

［4］Abraham I.,Pressman,KeithBillings,Taylor.Switching Power Supply Design［M］.北京：電子工業(yè)出版社.

［5］Christophe B.TL431 loop in switching power supply［J］.Electronic Design＆Application.2009,（4）：76-81.

［6］李定宣,丁增敏.開關穩(wěn)定電源設計與應用［M］.北京：中國電力出版社,2011.

［7］Ferroxcube-Philips Catalog.Ferrite Materials and Components,Saugerties.NY.

［8］高曾灰,于相旭.單端反激式高頻高壓開關穩(wěn)壓電源［J］.重慶大學學報：自然科學版,2000,23（5）：28.Gao Zhenhui,Yu Xiangxu.Single-end flyback high-frequency high-voltage switching power supplies［J］.Journal of Chongqing University：Natural Science Edition,2000,23（5）：28（in Chinese）.