(中國電子科技集團(tuán)公司第三十八研究所,安徽合肥230088)

0 引言

以F-22、F-117A和F-35等為代表的隱身飛機(jī)以及反輻射導(dǎo)彈(ARM)是現(xiàn)代雷達(dá)面臨的兩個(gè)主要威脅[1]。隱身飛機(jī)主要采用外形和材料隱身設(shè)計(jì)技術(shù),縮減雷達(dá)散射截面,降低雷達(dá)的發(fā)現(xiàn)能力,但是隱身目標(biāo)難以在整個(gè)電磁頻譜和所有的觀測(cè)方向都保持相同的低可觀測(cè)性。國內(nèi)外相關(guān)研究表明,米波段特別是低頻段米波雷達(dá)對(duì)隱身目標(biāo)的探測(cè)RCS會(huì)顯著提高。反輻射武器一般利用目標(biāo)輻射的電磁或紅外信號(hào)進(jìn)行被動(dòng)制導(dǎo),鎖定目標(biāo)并對(duì)其攻擊,受導(dǎo)引頭天線尺寸的限制,反輻射武器攻擊的雷達(dá)工作頻段一般比較高,米波特別是米波低頻段不在導(dǎo)引頭制導(dǎo)頻段內(nèi)。由于上述優(yōu)勢(shì),米波雷達(dá)在國內(nèi)外得到了飛速的發(fā)展和廣泛的應(yīng)用,比如美國的“靜默哨兵”系列無源多基地雷達(dá)[2]和俄羅斯的多波段“天空M”雷達(dá)中的VHF波段雷達(dá)等,俄羅斯雷達(dá)設(shè)計(jì)師曾宣稱“我們能夠像探測(cè)其他飛機(jī)一樣清楚地觀測(cè)到隱身目標(biāo)”。

米波頻段充斥著廣播、電視、移動(dòng)通信等大功率干擾信號(hào),主要包括模擬電視1～4頻道(48.5～84.0 MHz)、調(diào)頻廣播(85～110 MHz)、模擬電視6～12頻道(174～216 MHz)、模擬電視13～68頻道(470～566 MHz,606～958 MHz)、數(shù)字廣播電視(174～230 MHz,470～862 MHz)等民用通信信號(hào)。因此米波段接收機(jī)抗干擾設(shè)計(jì)是米波雷達(dá)面臨的一個(gè)巨大挑戰(zhàn)。

米波雷達(dá)干擾抑制從系統(tǒng)的角度看需要從接收機(jī)頻域?yàn)V波、空域自適應(yīng)濾波實(shí)現(xiàn)主瓣干擾抑制和副瓣對(duì)消[3]、時(shí)域干擾對(duì)消[4]等多個(gè)維度來綜合實(shí)現(xiàn)。米波雷達(dá)目前都采用射頻數(shù)字化技術(shù)來實(shí)現(xiàn),射頻數(shù)字化接收機(jī)對(duì)帶外以及帶內(nèi)鄰頻外界干擾抑制主要方法是從頻域來實(shí)現(xiàn),包括基于頻域多級(jí)濾波接收機(jī)外界抗干擾抑制設(shè)計(jì)和基于射頻數(shù)字化采樣時(shí)鐘優(yōu)化選擇接收機(jī)外界干擾抑制設(shè)計(jì)兩個(gè)方面。

1 基于頻域多級(jí)濾波技術(shù)接收機(jī)抗干擾設(shè)計(jì)

米波雷達(dá)射頻數(shù)字化接收機(jī)接收通道實(shí)現(xiàn)如圖1所示。濾波器主要包括射頻預(yù)選濾波器、基于SAW開關(guān)濾波器組、基于LTCC低通濾波器和基于FPGA多速率信號(hào)處理數(shù)字濾波器等幾個(gè)部分。

圖1 基于頻域多級(jí)濾波器的射頻數(shù)字化接收機(jī)通道功能框圖

1.1 射頻預(yù)選濾波器

射頻預(yù)選濾波器位于射頻前端第一級(jí),其插損直接影響接收機(jī)的噪聲系數(shù),該濾波器主要用于抑制帶外遠(yuǎn)區(qū)的強(qiáng)干擾信號(hào)防止造成通道阻塞并和后續(xù)濾波器一起實(shí)現(xiàn)射頻采樣抗混疊濾波。具體設(shè)計(jì)時(shí)采用LC濾波器設(shè)計(jì),并采用低噪放1+預(yù)選濾波+低噪放2架構(gòu),這樣在獲得足夠帶外抑制的同時(shí)最小化低噪放模塊噪聲系數(shù),某個(gè)頻段雷達(dá)射頻預(yù)選濾波器的幅頻響應(yīng)如圖2所示。

1.2 基于SAW(聲表濾波器)開關(guān)濾波器組

圖2 射頻預(yù)選濾波器幅頻特性

基于SAW開關(guān)濾波器組由于其體積小、易于集成、高矩形系數(shù)(高Q值)、帶內(nèi)線性度以及一致性好等優(yōu)點(diǎn)廣泛應(yīng)用于米波頻段接收機(jī)設(shè)計(jì)中[5]。在信號(hào)密集的環(huán)境下當(dāng)通道增益較高時(shí)通道容易飽和,因此需要采用模擬信道化的方法減少同時(shí)進(jìn)入后續(xù)放大器的信號(hào)數(shù)量,提高瞬時(shí)動(dòng)態(tài)。基于SAW開關(guān)濾波器組子帶濾波器矩形系數(shù)K(BW40dB/BW3dB)可達(dá)2,因此可以有效抑制帶外干擾以及ADC采樣鏡像頻譜的抑制,一般抑制均大于40 dB?；赟AW開關(guān)濾波器組某頻段幾個(gè)子帶濾波器的幅頻響應(yīng)仿真結(jié)果如圖3和圖4所示。

圖3 窄帶開關(guān)濾波器組子帶濾波器幅頻響應(yīng)

圖4 寬帶開關(guān)濾波器組子帶濾波器幅頻響應(yīng)

1.3 基于LTCC技術(shù)低通濾波器

采用LTCC工藝,疊層結(jié)構(gòu),體積小,插損小,適合高密度貼裝,具有陡峭的衰減特性利于噪聲抑制。射頻數(shù)字化接收機(jī)采用的ADC輸入3 dB模擬帶寬一般可以覆蓋整個(gè)米波段,而實(shí)際工作信號(hào)截止頻率并沒有這么寬,因此在ADC輸入端可以通過體積小、插損小的低通濾波器來限制其輸入信號(hào)帶寬,通過LTCC低通濾波器并結(jié)合ADC輸入接口RC低通濾波器來進(jìn)一步限制ADC輸入信號(hào)的頻率范圍,進(jìn)而抑制帶外干擾。該濾波器同時(shí)還可以對(duì)ADC采樣時(shí)鐘的諧波進(jìn)行抑制,防止其進(jìn)入射頻通道放大器并與輸入信號(hào)產(chǎn)生互調(diào)干擾。

1.4 基于FPGA多速率信號(hào)處理數(shù)字濾波器

基于FPGA多速率信號(hào)處理濾波器設(shè)計(jì)是多速率信號(hào)處理的核心內(nèi)容之一[6],對(duì)于數(shù)字接收來說數(shù)字濾波器的作用主要是抽取前數(shù)字抗混疊濾波以及過采樣信噪比得益的獲得。射頻直接采樣采樣率比較高,需要通過后續(xù)數(shù)字正交解調(diào)、抽取濾波來獲得與瞬時(shí)信號(hào)帶寬相匹配的基帶I/Q信號(hào)。從前面模擬濾波器分析可知,模擬濾波器如果將頻帶劃分過窄將造成體積和成本大幅度提高,因此廣播電視信號(hào)工作頻點(diǎn)附近相鄰頻道干擾只能通過數(shù)字濾波器來進(jìn)行抑制,在信號(hào)環(huán)境密集的場(chǎng)合需要對(duì)相鄰頻道有足夠的抑制,防止抽取后鄰頻道干擾信號(hào)折疊到帶內(nèi)影響輸出的信噪比。

多速率信號(hào)處理數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮其高效實(shí)現(xiàn),在保證指標(biāo)的同時(shí)最小化資源利用和功耗的消耗。目前多速率數(shù)字濾波器的高效實(shí)現(xiàn)方式主要有CIC濾波器、半帶濾波器、基于多相結(jié)構(gòu)的高效抽取濾波器等方法實(shí)現(xiàn)[7],大抽取比情況下需要通過多級(jí)級(jí)聯(lián)濾波器來實(shí)現(xiàn)采樣率轉(zhuǎn)換、信噪比得益以及干擾抑制,具體實(shí)現(xiàn)時(shí)要綜合帶內(nèi)紋波、帶外抑制、實(shí)現(xiàn)資源以及功耗等指標(biāo)來考慮;對(duì)鄰頻干擾進(jìn)行抑制要求濾波器的過渡帶很窄,而濾波器階數(shù)與過渡帶寬直接相關(guān),這時(shí)可以通過基于半帶濾波器的頻譜屏蔽濾波器或基于互補(bǔ)濾波器的頻譜屏蔽濾波器來獲得窄的過渡帶帶寬,實(shí)現(xiàn)鄰頻干擾的抑制。圖5給出了某米波段雷達(dá)窄帶系統(tǒng)數(shù)字多級(jí)級(jí)聯(lián)濾波器級(jí)聯(lián)幅頻響應(yīng)。從圖中可以看出,在信號(hào)帶寬為150 k Hz情況下數(shù)字濾波器對(duì)鄰頻干擾抑制度可達(dá)100 dB左右,對(duì)帶內(nèi)遠(yuǎn)區(qū)干擾抑制將更大。

圖5 數(shù)字多級(jí)級(jí)聯(lián)濾波器帶外抑制

2 基于射頻數(shù)字化采樣時(shí)鐘優(yōu)化選擇接收機(jī)抗干擾設(shè)計(jì)

采樣時(shí)鐘的優(yōu)化選擇包括時(shí)鐘頻率的優(yōu)化選擇和相關(guān)指標(biāo)的優(yōu)化選擇。射頻數(shù)字化接收機(jī)采樣時(shí)鐘的選擇首先要考慮滿足帶通采樣定理,另外由于射頻直接采樣ADC模擬帶寬一般比較寬,因此采樣后將有多個(gè)奈奎斯特頻帶的信號(hào)將混疊到帶內(nèi),雖然ADC前有抗混疊濾波器,但是當(dāng)某個(gè)頻帶有強(qiáng)干擾時(shí),抗混疊濾波以及采樣后干擾信號(hào)的剩余還有可能會(huì)高于目標(biāo)回波信號(hào)的強(qiáng)度,因此在帶外有強(qiáng)干擾的情況下,采樣時(shí)鐘的選擇需要考慮避免出現(xiàn)有強(qiáng)干擾頻帶直接通過采樣混疊到工作信號(hào)帶內(nèi)。

假定某雷達(dá)的工作頻段為48～110 MHz,因此射頻數(shù)字化接收機(jī)多級(jí)模擬濾波器以及天線響應(yīng)可以對(duì)遠(yuǎn)區(qū)干擾進(jìn)行有效抑制,但對(duì)于VHF頻段電視頻道6～12頻段(167～216 MHz)的干擾抑制有限,因此采樣時(shí)鐘選擇時(shí)重點(diǎn)需要考慮避免該頻段信號(hào)直接混疊到工作帶內(nèi)。如果不考慮采樣混疊,可以直接選擇240 MHz采樣時(shí)鐘,這時(shí)整個(gè)信號(hào)頻帶位于第一Nyquist帶,但此時(shí)VHF頻段電視頻道6～12頻段強(qiáng)干擾信號(hào)將由于采樣折疊而進(jìn)入48～85 MHz的低頻段。因此具體設(shè)計(jì)時(shí)可以考慮使用兩個(gè)采樣時(shí)鐘或者采樣時(shí)鐘切換來保證沒有采樣折疊發(fā)生。具體設(shè)計(jì)時(shí)48～85 MHz采用200 MHz采樣時(shí)鐘,85～110 MHz采用240 MHz采樣時(shí)鐘。各自對(duì)應(yīng)的信號(hào)頻帶和鏡像干擾頻段如圖6和圖7所示。

圖6 48～85 MHz信號(hào)200 MHz采樣前4個(gè)奈奎斯特頻帶

圖7 85～110 MHz信號(hào)240 MHz采樣前4個(gè)奈奎斯特頻帶

從圖中可以看到,工作在48～85 MHz頻段200 MHz采樣時(shí),調(diào)頻廣播以及VHF頻段6～12頻道干擾信號(hào)無法通過采樣直接混疊到工作帶內(nèi);工作在85～110 MHz頻段240 MHz采樣時(shí),VHF頻段1～4頻道以及6～12頻道干擾信號(hào)也無法通過采樣直接混疊到工作帶內(nèi)。

在信號(hào)密集環(huán)境下,射頻直接采樣接收機(jī)采樣時(shí)鐘設(shè)計(jì)時(shí)還需要考慮相位噪聲的影響。多信號(hào)采樣時(shí)鐘相位噪聲折疊效應(yīng)會(huì)造成相鄰頻道的噪聲疊加到工作信號(hào)帶內(nèi),特別是信號(hào)帶寬較窄且信號(hào)比較密集的情況下,圖8給出了多信號(hào)采樣相位噪聲折疊效應(yīng)[8]。由于相位噪聲折疊效應(yīng),采樣時(shí)鐘設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)于近區(qū)100～200 k Hz附近的噪聲電平要求足夠低,采用高穩(wěn)定性低相噪晶振以及直接合成方式可以獲得相噪性能優(yōu)良的采樣時(shí)鐘,采用鎖相方法產(chǎn)生采樣時(shí)鐘需要對(duì)環(huán)路濾波器帶寬及其抑制度有較高的要求。

圖8 多信號(hào)情況下采樣相位噪聲折疊效應(yīng)

3 射頻數(shù)字化接收機(jī)抗干擾實(shí)現(xiàn)

圖9給出了米波雷達(dá)射頻數(shù)字化接收機(jī)抗干擾設(shè)計(jì)的一個(gè)具體工程實(shí)現(xiàn),圖10給出了射頻數(shù)字化接收機(jī)測(cè)試結(jié)果。

圖9 射頻數(shù)字化接收機(jī)實(shí)物圖

圖10 射頻數(shù)字化接收機(jī)測(cè)試結(jié)果

基于上述多級(jí)濾波器設(shè)計(jì)以及采樣率優(yōu)化選擇方法設(shè)計(jì)的射頻數(shù)字化接收機(jī),在射頻通道未飽和阻塞情況下,帶外干擾抑制大于240 dB,帶內(nèi)遠(yuǎn)區(qū)干擾抑制大于160 d B,帶內(nèi)鄰頻干擾抑制大于100 dB。

4 結(jié)束語

米波雷達(dá)由于其頻段反隱身以及一般不在反輻射導(dǎo)彈制導(dǎo)頻段內(nèi)等優(yōu)勢(shì),近年來在國內(nèi)外都得到了飛速發(fā)展和廣泛應(yīng)用,但是由于米波頻段內(nèi)有大量廣播電視等強(qiáng)干擾信號(hào),因此米波雷達(dá)接收機(jī)必須解決抗干擾設(shè)計(jì)問題。本文給出了基于頻域的多級(jí)濾波技術(shù)以及基于射頻數(shù)字化采樣時(shí)鐘優(yōu)化選擇的接收機(jī)外界干擾抑制方法,并成功應(yīng)用于米波雷達(dá)射頻數(shù)字化接收機(jī)設(shè)計(jì)中,可以有效抑制接收機(jī)工作頻帶外以及頻帶內(nèi)鄰頻等干擾信號(hào)。

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