張君君 孫 凱 吳紅飛 曹 鋒 邢 巖

（1.南京航空航天大學自動化學院江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室 南京 210016 2.清華大學電機系電力系統國家重點實驗室 北京 100084）

1 引言

熱能溫差發(fā)電（Thermoelectric-Generator,TEG）利用熱導體的溫差電勢將熱能轉化成直流電能，實現綠色無污染發(fā)電，在工業(yè)廢熱回收[1]、汽車尾氣廢熱利用[2]、航天深空探測器供電系統[3]等領域具有廣泛的應用前景。特別在航天深空探測任務中，由于航天器所處空間環(huán)境特殊，傳統能源如太陽電池無法正常工作；而放射性同位素溫差發(fā)電器（Radioisotope Thermoelectric Generator,RTG）不受太陽光和其他環(huán)境條件的影響，且能量-質量比高，是星際探測器首選的核電源[3]。

在TEG 能源系統中，單個TEG 模塊輸出功率較小，通常采用多個TEG 模塊串并聯的方式拓展系統功率等級，但由于各TEG 模塊所處溫度環(huán)境等工況不盡相同，其輸出特性相互之間差別較大，無法使每個模塊同時輸出最大功率。為了充分利用每個TEG 模塊所產生的電能，可以為每個TEG 模塊配備一個獨立DC-DC 變換器以實現最大功率點跟蹤（Maximum Power Point Tracking,MPPT），如圖1a所示，但會使得系統結構復雜、成本提高。一種解決方案是將圖1a 中多個DC-DC 變換器用一個多輸入變換器（Multiple-Input Converter,MIC）代替，每個輸入側單獨控制、實現分布式MPPT[6]。另一方面，TEG 模塊的輸出電壓隨溫度變化范圍很寬，而其典型應用為向蓄電池、超級電容等充電，電池（電容）側電壓隨荷電狀態(tài)的不同也在寬范圍內變化，需要采用升降壓變換；此外，TEG 模塊的MPPT對其變換器的輸入電流紋波敏感，紋波較大會影響其MPPT 性能[4,5]；因此，研究適應輸入寬電壓范圍、低電流紋波的多輸入升降壓變換器具有重要意義。

圖1 TEG 能源系統結構圖 Fig.1 Diagram of the TEG energy system

文獻[7,8]提出幾種反激式隔離型MIC，分別通過磁心耦合、開關單元串并聯等方式實現多路輸入，電路結構簡單、方便多路拓展，但變壓器設計相對復雜且開關管電壓應力較高。文獻[9-11]提出Buck- Boost 式、Cuk 式、Sepic 式等非隔離型MIC，可以實現多路輸入升降壓變換，控制簡單靈活，但存在諸如輸入輸出電壓反極性、器件應力高、濾波/儲能電感體積大、輸入輸出電流斷續(xù)等問題。H 橋式MIC 以其輸入輸出同極性、磁性元件數目少等優(yōu)勢而在光伏發(fā)電、通信電源等場合得到廣泛應用[12,13]，但其輸入為脈沖電流，不滿足TEG 大電流、低電流紋波的要求[4,5]。

由Boost、Buck 單元級聯構成的雙管升降壓變換器具有輸入輸出同極性、低電流紋波、器件應力低等優(yōu)勢，在TEG 系統中越來越受到關注[4,5]，但需要采用兩個電感，體積和重量大，且只能實現單入單出。本文將其拓展，提出一種高功率密度的耦合電感雙輸入升降壓變換器（Double-Input Boost- Buck Converter with Coupled Inductor,DIBBC-CI）。該變換器可以適應多輸入源供電、升降壓變換、低電流紋波應用場合，并實現分布式MPPT；同時輸入、輸出濾波電感共用磁心且反向耦合，可以減少磁心數目并減小磁心直流磁通，提高變換器的效率和功率密度。

2 DIBBC-CI 變換器拓撲

TEG 模塊的電氣特性可以等效成電壓源（et）和內阻（rt）串聯[4,5]，如圖2a 所示，且et隨溫差變化范圍很寬；溫差越高，et值越大，TEG 模塊所能輸出的最大功率就越高，典型TEG 模塊的輸出電壓-電流、輸出功率-電流特性曲線如圖2b 所示。典型的“TEG－蓄電池”系統中，蓄電池電壓（如標稱電壓24V、充滿電壓28V）略低于TEG 模塊開路電壓（如8～32V）最高值。因此，橋接TEG 模塊和蓄電池的升降壓變換器升壓工作范圍較大、降壓范圍較小，是一種極端升降壓變換。

圖2 TEG 等效電路模型和V-I、P-I 輸出特性 Fig.2 Equivalent circuit and V-I,P-I characteristics of the TEG module in different temperatures

針對上述應用場合，本文提出的耦合電感雙輸入升降壓變換器拓撲如圖3 所示。該變換器由2 個Boost 單元（記為1#、2#）和1 個Buck 單元級聯而成。圖中輸入端Vin1、Vin2分別為TEG 發(fā)電模塊，Q11、Q21、Qo1為主開關管，Q12、Q22、Qo2為同步整流管，Lin1、Lin2分別為1#、2#輸入濾波電感，Lo1、Lo2為Buck 單元輸出濾波電感；Lin1、Lin2分別與Lo1、Lo2共用磁心且反向耦合，同時Lo1、Lo2順向串聯連接。

圖3 提出的耦合電感雙輸入升降壓變換器拓撲 Fig.3 Proposed topology of DIBBC-CI

兩個Boost 單元的占空比獨立控制以分別實現兩個TEG 源的分布式MPPT，其主開關管Q11、Q21可以同步或交錯開通。研究表明，交錯工作令輸入端電流紋波幅值較小且等效脈動頻率為開關頻率的兩倍，有助于減小電感、電容的體積和重量[8]，因此本文采用交錯控制方式。

3 DIBBC-CI 工作原理

3.1 工作模式

忽略電路損耗，依Vin1、Vin2和輸出電壓Vo的關系，DIBBC-CI 主要有兩種工作模式：

（1）工作模式A：當Vin1＜Vo且Vin2＜Vo時，兩Boost 單元升壓而Buck 單元直通，此時Qo1導通，Qo2關斷。中間電容Cm電壓Vcm=Vo，兩Boost 單元分別控制穩(wěn)定輸出電壓Vo。

（2）工作模式B：當Vin1＞Vo且Vin2＞Vo時，若Vin1＞Vin2，1#Boost 單元直通，此時Q12導通，Q11關斷，2#Boost 單元升壓、輸出電壓為Vcm=Vin1，Buck單元降壓控制輸出電壓Vo。（若Vin1＜Vin2，則2#Boost單元直通，此時Q22導通，Q21關斷，1#Boost 單元升壓、輸出電壓為Vcm=Vin2）。

3.2 工作模態(tài)分析

為簡化分析，假設：

（1）Lin1=Lin2=Lin，Lo1=Lo2=Lo，Lin1與Lo1、Lin2與Lo2耦合系數均為k、互感為M。

（2）開關器件均為理想器件，1#、2#Boost 單元的主開關管交錯開通，其占空比分別記為d1、d2，Buck 單元的主開關管占空比為d3。

工作模式A：在工作模式A，DIBBC-CI 一個工作周期可能存在四種工作模態(tài)。以d1＞0.5、d2＜0.5、d1-d2＜0.5 為例分析，其主要工作波形圖如圖4a 所示。其中，vGS11、vGS21、vGSo1分別為Q11、Q21、Qo1驅動信號，iLin1、iLin2分別為Lin1、Lin2電流，iLo為Lo1（Lo2）電流。

模態(tài)I（t0～t1）：Q11導通、Q21關斷，Q12關斷、Q22導通，iLin1上升，iLin2、iLo下降，有

模態(tài)II（t1～t2）：Q11、Q21導通，Q12、Q22關斷，iLin1、iLin2、iLo上升，有

模態(tài)III（t2～t3）：Q11關斷、Q21導通，Q12導通、Q22關斷，iLin1、iLo下降，iLin2上升，有

模態(tài)IV（t3～t4）：Q11、Q21關斷，Q12、Q22導通，iLin1、iLin2、iLo下降，有

由模態(tài)分析，電流iLin1、iLin2在其對應主開關管導通期間分兩段（分別對應兩個模態(tài)I、II）線性上升、關斷期間分兩段（分別對應兩個模態(tài)III、IV）線性下降；電感耦合使iLo也存在紋波。

在工作模式A，根據d1、d2大小，DIBBC-CI有6 種工作情形，每種情形包含上述4 種或其中3種工作模態(tài)，詳見表1。

表1 工作模式A 下6 種工作情形工作模態(tài) Tab.1 Operating modes under six situations in mode A

工作模式B：Vin1＞Vin2＞Vo時，1#Boost 單元直通、2#Boost 單元開關管Q21與Buck 單元開關管Qo1交錯開通，一個工作周期可能存在四種工作模態(tài)，以d2＜0.5、d3＞0.5、d3-d2＜0.5 為例分析，其主要工作波形圖如圖4b 所示。與上述工作模式A類似，其四種開關模態(tài)分別對應：I—Qo1導通、Q21關斷，II—Qo1、Q21均導通，III—Qo1關斷、Q21導通，IV—Qo1、Q21均關斷，具體模態(tài)分析不再詳述。

圖4 兩種工作模式下主要工作波形 Fig.4 Key waveforms for the two operating modes

在工作模式B，根據d2、d3大小，DIBBC-CI有6 種工作情形，每種情形包含上述4 種或其中3種工作模態(tài)，詳見表2。

表2 工作模式B 下6 種工作情形工作模態(tài) Tab.2 Operating modes under six situations in mode B

4 電感耦合系數的影響分析

4.1 磁心直流磁通

反向耦合的兩個繞組產生的直流磁通相互抵消，使磁心中直流磁通大大減小，即兩耦合繞組之間交換能量，令磁心儲能大大減小，因此可以有效減小磁心體積和損耗。同時，耦合系數越大、耦合越緊密，兩繞組產生直流磁通的抵消效果越好[15]。

以磁粉芯材料為例，其B-H、μ-H 曲線如圖5所示。電感不耦合時，各自工作點為M 點和N 點；反向耦合后，兩繞組產生直流分量相互抵消，抵消后磁心工作點為P 點，且有B3＜B1、B3＜B2、μ3＞μ1、μ3＞μ2。電感反向耦合磁通抵消后，磁心工作磁通密度B 變小，電感不容易飽和；工作磁導率μ 增大，電感所需匝數減少。

圖5 磁粉芯標準磁化曲線 Fig.5 Standard magnetization curve of powder cores

4.2 輸入電感電流紋波

考慮到輸入電流紋波對TEG 工作不利[4,5]，以工作模式A 工作情形①下及1＃Boost 單元為例，分析電感耦合系數對輸入電感電流紋波的影響。

混合青貯是把兩種或兩種以上具有不同營養(yǎng)特性的牧草按一定比例混合，達到成功青貯或提高營養(yǎng)價值的一種青貯方法。由于甜高粱富含可溶性糖而蛋白質含量偏低，而苜蓿富含蛋白質而可溶性糖含量偏低，因此選擇甜高粱與苜?；旌锨噘A更具優(yōu)勢，二者混合青貯不僅可以解決苜蓿單一青貯不易成功的缺陷，而且還可以解決甜高粱青貯蛋白質含量偏低的問題，可以達到互補的優(yōu)勢效果。

由模態(tài)分析，可以推導出工作情形①下1# Boost 單元電感電流紋波

用Vin1d1Ts/Lin1對ΔiLin1標幺化，得到電流紋波

圖6 電感電流紋波隨耦合系數變化曲線 Fig.6 Curve of inductive current ripple increment versus coupling coefficient

電感耦合會造成電流紋波增大，式（6）中的第二項則是電感耦合造成的電感電流紋波的增加量，用δ(%)表示之。圖6 給出工作模式A 工作情形①下 Vin1=16V、Vin2在12～24V 變化時δ 隨耦合系數k的變化曲線?？梢?，k＜0.4 時，電流紋波增加量很小，小于10%，對TEG 工作影響很小，可以忽略；而k 接近于1 時紋波電流隨k 增大而迅速增加。

同理可得工作模式A 其他5 種情形下的電感電流紋波增加量δ 表達式見表3，且經分析均能得到與上述工作情形①相同結論。

表3 工作模式A 下6 種工作情形電感電流紋波增量 Tab.3 Standardized increment of inductive current ripple under six situations in mode A

綜合上述分析，設計耦合電感應折衷考慮繞組反向耦合令直流磁通抵消和電流紋波增加兩方面的利弊，宜選取耦合系數0.3～0.4。

5 控制策略

對于“TEG-蓄電池”具有三個端口的系統而言，需保持各端口間的功率平衡。兩個TEG 輸入端需要進行分布式MPPT 控制，以獲得最大輸出功率；蓄電池端需要進行恒流或恒壓控制，以實現蓄電池恒流/恒壓充電和防止過充。當蓄電池參數未到達設定值時，兩TEG 輸入端應工作于MPPT 控制模式；否則，輸入端將退出MPPT，輸出端處于恒流或恒壓控制。通過引進競爭機制，選取MPPT、恒壓、恒流三種調節(jié)器輸出的最小值作為各單元控制電壓，實現變換器在MPPT、恒壓、恒流三種模式之間自由平滑切換，總體控制框圖如圖7 所示。

對于Boost 級聯Buck 變換器拓撲，本文采用雙三角載波脈寬調制方式，其原理示意圖如圖8 所示。圖中，vBoost1、vBoost2、vBuck分別為Boost 單元和Buck 單元調制三角載波，vBoost1(vBoost2) 與vBuck臨界交截，且vBoost1、vBoost2相位相差180°；vc1、vc2分別為1#、2#Boost 單元控制電壓，Buck 單元控制電壓vc3為vc1和vc2的最小值。

圖7 變換器控制框圖 Fig.7 Block diagram of control for the converter

圖8 變換器PWM 調制策略 Fig.8 Control scheme of pulse-width modulation

其調制工作原理為：在工作模式A 下，vc1與vBoost1交截，vc2與vBoost2交截，1#和2#Boost 單元均工作于升壓模式，vc3=vc2不與vBuck交截，Buck 單元直通；在工作模式B 下，vc1不與vBoost1交截，1#Boost單元直通，vc2與Bboost2 交截，vc3=vc1與vBuck交截，2#Boost 單元工作于升壓模式，Buck 單元工作于降壓模式。采用上述調制策略，使得在任意時刻僅有兩個單元開關工作（另一單元直通），且能實現變換器在兩種工作模式A 和B 之間自由平滑轉換。

6 實驗結果

為了驗證所提出的DIBBC-CI 工作原理，設計完成450W 實驗樣機：采用“電壓源+內阻”模擬TEG 模塊，輸出24V（恒壓模式）或20A（恒流模式），開關管IPP084N06L3G，三個電感采用兩個電感磁心（APH36P60），Lin1=Lin2=21.9uH、Lo1=Lo2= 5.0uH、耦合系數k=0.3。

圖9a 為工作模式A 的實驗波形（Vin1=16V、Vin2=8V），#1 和2#Boost 單元升壓而Buck 單元直通，iLin1、iLin2波形與圖4a 理論分析一致；圖9b 為工作模式B 的實驗波形（Vin1=30V、Vin2=20V），1#Boost單元直通、2#Boost 單元升壓、Buck 單元降壓，iLo、iLin2波形與圖4b 理論分析一致。

圖9 DIBBC-CI 穩(wěn)態(tài)工作波形 Fig.9 Steady-state experimental waveforms

圖10 為et1=et2=32V 時負載突變的動態(tài)過程。其中圖10a 為變換器在恒壓-恒流-恒壓模式之間切換，圖10b 為恒壓-MPPT-恒壓模式切換，實驗結果表明變換器動態(tài)性能良好，模式切換平滑，驗證了控制策略的有效性。

圖10 DIBBC-CI 動態(tài)工作波形 Fig.10 Transition process experimental waveforms

圖11 給出了TEG 模塊開路電壓（et1=et2）為32V、20V 時，DIBBC-CI 變換效率隨輸出功率變化的曲線。由效率曲線可知，20V 時最高效率約為96.4%，滿載效率約為95.4%；32V 時最高效率約為96.8%，滿載效率約為94.8%。同時注意到，20V時變換器僅工作于模式A，兩路Boost 同時升壓工作，效率曲線為一段；32V 時變換器效率曲線分為兩段，分別對應兩種工作模式，且在工作模式A 下效率稍高。

圖11 變換器變換效率 Fig.11 Tested efficiency of DIBBC-CI

7 結論

理論分析和實驗結果表明，所提出的耦合電感雙輸入升降壓變換器，Boost-Buck 單元級聯結構可以適應熱電發(fā)電系統對其變換器低電流紋波、寬電壓范圍輸入特性的要求；可以在雙輸入源極端不一致的工況下實現分布式MPPT；Boost 電感與Buck電感反向耦合集成，減少了磁心數量，且兩繞組直流磁通抵消、使直流偏磁磁通大大減小，有效地提高了磁心利用率和變換器功率密度。分析還表明，耦合系數越大，磁通抵消效果越好、但輸入電感電流紋波越大，設計時折衷考慮取為0.3～0.4。

本文方法和原理可以推廣應用于多輸入升降壓變換器。

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