劉慧穎，李斌橋，高志遠，姚素英

(天津大學 電子信息工程學院，天津300072)

0 引 言

數(shù)字像素圖像傳感器是一種在像素內(nèi)部實現(xiàn)A/D 轉(zhuǎn)換的圖像傳感器，它能夠改善由于工藝尺寸的減小導致的噪聲上升和電源電壓降低對圖像傳感器的影響。現(xiàn)階段實現(xiàn)數(shù)字像素共有三種方式，分別是脈沖寬度調(diào)制(PWM)［1］、脈 沖 頻 率 調(diào) 制(PFM)［2］和 地 址 事 件 表 示 法(AER)［3～5］。其中，PWM 將光強信息轉(zhuǎn)換為時域內(nèi)的信息，減小了電路中的噪聲對信號的影響，同時保持適當?shù)墓暮碗娐访娣e。然而，由于像素內(nèi)存儲位數(shù)的限制，PWM的動態(tài)范圍受到很大的限制。在固定幀頻的情況下，弱光照信號的探測受到了很大的影響。

本文提出了一種自適應參考電壓數(shù)字像素圖像傳感器，并設(shè)計了一種2 次曝光的工作方式，使其動態(tài)范圍在原有基礎(chǔ)上擴大了2 倍。

1 自適應參考電壓數(shù)字像素的基本結(jié)構(gòu)和原理

由于在空間上相鄰的像素間的光強具有連續(xù)性，所以，距離較近的像素使用同一個參考電壓能夠解決固定參考電壓帶來的動態(tài)范圍不足的問題。如圖1 中所示，基于典型PWM 型數(shù)字像素陣列，將其分成大小相同的塊，每個像素塊含N 個像素，每個像素塊設(shè)置一個參考電壓產(chǎn)生模塊，這種結(jié)構(gòu)的參考電壓能根據(jù)周圍光強情況浮動。

以2×2 的像素塊為例，工作時序如圖2 所示。完整的工作模式包括2 次曝光。第二次曝光時間是第一次曝光時間的2 倍。設(shè)第一次曝光時間為Tint/2，則第二次曝光的時間為Tint。

圖1 自適應參考電壓數(shù)字像素電路結(jié)構(gòu)圖Fig 1 Structure of digital pixel circuit with self-adaptive reference voltage

第一次曝光開始時，像素陣列復位，S，S1，S2開關(guān)閉合。此時像素塊內(nèi)N 個光電二極管的CPD和采樣電容CH并聯(lián)一起，第一次曝光結(jié)束后，CPD結(jié)點上的電壓作為第二次曝光電壓的參考電壓，并通過列級AD 輸出。對于一個含有N 個像素的像素塊，CPD結(jié)點上的電壓VN_PD可表示為

其中，Vrst為像素復位電壓，IN為光電流，為像素塊內(nèi)平均光電流，ΔV 為列級ADC 的量化單位，n1為第一次量化的數(shù)字值。第二次曝光開始時，像素陣列復位同時計數(shù)器復位。S3開關(guān)閉合，其他開關(guān)斷開。VN_PD作為第二次曝光時比較器的參考電壓。第二次曝光階段，第N 個像素量化的時間值為

其中，Δt 為計數(shù)器的計數(shù)間隔，n2為時間信息量化的數(shù)字值?？梢钥闯鰐PWM是和像素塊內(nèi)平均光電流相關(guān)的。

n1，n2均和光強呈反比。設(shè)Vrange為電壓量化的范圍，為了得到正相關(guān)的輸出，分別用來表示，并減去平均電流第二步曝光的量化時間值Tint/(2Δt)，那么，光強的總輸出可表示為

圖2 工作時序圖Fig 2 Timing sequence diagram

設(shè)Vmax，Vmin分別是比較器能工作的最大電壓和最小電壓。k1，k2分別為電壓量化和時間量化的精度。Vref-max為第二次曝光所能達到的最大參考電壓，可以由下式來表示

如圖3 所示，這種結(jié)構(gòu)能探測的最小光強是以Vref-max做參考電壓時，在第二階段結(jié)束時到達參考電壓的光電流?？商綔y的最大光強是以Vmin作為參考電壓時，在一個時間量化單位結(jié)束時到達參考電壓的光電流。因此，動態(tài)范圍可表示為

而使用固定參考電壓的典型數(shù)字像素的動態(tài)范圍為

圖3 動態(tài)范圍分析Fig 3 Analysis of dynamic range

2 仿真結(jié)果

使用本文提出的自適應參考電壓的方法和固定參考電壓同時對原始圖像進行處理。結(jié)果如圖4 所示，可以看出采用自適應參考電壓方法對圖像的還原度優(yōu)于采用固定參考電壓的方法，光強值分布也最接近原始圖像。

圖4 仿真效果圖Fig 4 Effects of simulation

3 像素塊內(nèi)誤差分析

3.1 噪聲分析

電路中的誤差會轉(zhuǎn)換為時域上的誤差最終體現(xiàn)在電路輸出上。像素塊內(nèi)噪聲包括散粒噪聲，開關(guān)、參考電壓產(chǎn)生模塊產(chǎn)生的熱噪聲和閃爍噪聲。散粒噪聲可表示為

其中，Iph和Idark分別為光電二極管的光電流和暗電流。在第一次曝光時，參考電壓模塊噪聲等效電路如圖5 所示。

圖5 第一次曝光時參考電壓模塊噪聲等效電路Fig 5 Equivalent noise circuit of reference voltage module during the first exposure

其中，Cin為比較器的輸入電容，gm12為運放的輸入管跨導，Ron為開關(guān)的導通電阻。第二次曝光時，開關(guān)S3產(chǎn)生的噪聲可忽略［6］。只需計算運放在輸出端產(chǎn)生的噪聲即可

所以，參考電壓產(chǎn)生模塊產(chǎn)生的總噪聲對tPWM的誤差可以表示為

3.2 采樣電容的誤差分析

由于在第一次曝光時，采樣電容CH與像素塊內(nèi)其他光電二極管電容并聯(lián)，其大小會影響參考電壓的精確度，從而影響第二階段曝光的數(shù)字輸出值。定義輸出偏差ε 來表征電路實際輸出和理論計算值的偏差

式中 Nout為電路輸出值，Ntheory為根據(jù)式(3)計算出的理想輸出值。對于同一組光電流，選用不同的采樣電容，其理想輸出值和電路輸出值的偏差如圖6 所示?？梢钥闯霾蓸与娙菰叫?，實際值與理想值的偏差越小。但是根據(jù)公式(8)，CH越小，引起的噪聲就越大。因此，CH應該取一個適中的值。

圖6 不同CH 下電路輸出和理論計算值偏差Fig 6 Error between circuit outputs and theory values under different CH

4 電路實現(xiàn)

本文采用65 nm CMOS 工藝和1.2 V，實現(xiàn)了4×4 的像素塊電路，像素塊內(nèi)電路波形圖如圖7 所示。電源電壓為1.2 V，比較器工作范圍為0.5～1.1 V。參考電壓產(chǎn)生模塊所使用的運算放大器為兩級折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，輸入范圍0.5～1.1 V，直流增益為88 dB，相位裕度為71°，速度為20 M。列級ADC 采用Verilog A 編寫的理想8 位ADC，計數(shù)器和像素內(nèi)存儲單元均為8 位。根據(jù)上文分析，CH取值為60 fF。

在復位電壓為1.1 V 時，根據(jù)式(5)、式(6)計算可得，理想情況下的動態(tài)范圍可從48 dB 上升到96 dB。通過仿真得到動態(tài)范圍是88.16 dB。

圖7 像素塊內(nèi)電路波形圖Fig 7 Waveforms of circuit within pixels block

在較高光強條件下，理論值和輸出值的對比如圖8 所示?？梢钥闯?電路輸出比理論計算值偏小，這是因為比較器的輸入管存在柵電容，導致等效CPD增大，根據(jù)式(9)、式(10)，n2增大，輸出減小。

圖8 高光強下理論計算和電路輸出的比較Fig 8 Comparison of circuit outputs and theory values under high luminous intensity

在較低光強條件下，理論值和輸出值的對比如圖9 所示?？梢钥闯鲚^低光強下，電路輸出比理論計算偏小，除上述原因外，還因為比較器在工作電壓較高時的傳輸時延較長，導致n2增大，輸出減小。

圖9 低光強下理論計算和電路輸出的比較Fig 9 Comparison of circuit outputs and theory values under low luminous intensity

5 結(jié) 論

本文提出的自適應參考電壓的PWM 數(shù)字像素結(jié)構(gòu)能夠?qū)?shù)字像素圖像傳感器的動態(tài)范圍從48 dB 提升至96 dB。對這種結(jié)構(gòu)中參考電壓產(chǎn)生模塊引入的噪聲進行了詳細的分析，并對參考電壓產(chǎn)生模塊采樣電容引起的電路輸出值偏差進行了分析和仿真。采用65 nm 工藝實現(xiàn)了一個4×4 的像素塊電路，仿真得到的動態(tài)范圍為88.16 dB，并在高光強和弱光強條件下分別將電路輸出同理論計算值相比較，分析了產(chǎn)生誤差的原因。這種自適應參考電壓圖像傳感器在光強較弱的應用環(huán)境中，如航天、醫(yī)用內(nèi)窺鏡等領(lǐng)域，有著有廣闊的應用前景。

［1］ Chung M T，Hsieh C C.A 0.5 V 4.95 μW 11.8 fps PWM CMOS imager with 82 dB dynamic range and 0.055% fixed-pattern noise［C］∥Proceedings of the 2012 IEEE International Solid-State Circuits Conference(ISSCC)，2012.

［2］ Chen Y，Yuan F，Khan G.A new wide dynamic range CMOS pulse-frequency-modulation digital image sensor with in-pixel variable reference voltage［C］∥Proceedings of the 51st Midwest Symposium on Circuits and Systems，2008.

［3］ Crooks J P，Bohndiek S E，Arvanitis C D，et al.A CMOS image sensor with in-pixel ADC，timestamp，and sparse readout［J］.IEEE Sensors Journal，2009，9(1):20－28.

［4］ Lichtsteiner P，Posch C，Delbruck T.A 128×128 120 dB 15 μs latency asynchronous temporal contrast vision sensor［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuits，2008，43(2):566－576.

［5］ Posch C，Matolin D，Wohlgenannt R.A QVGA 143 dB dynamic range frame-free PWM image sensor with lossless pixel-level video compression and time-domain CDS［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuits，2011，46(1):259－275.

［6］ Gai Y，Geiger R，Chen D.Noise analysis in hold phase for switched-capacitor circuits［C］∥Proceedings of the 51 st Midwest Symposium on Circuits and Systems，2008.