胡 晨，吳新科，彭方正，錢(qián)照明

（浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院，浙江 杭州310027）

隨著高亮度LED 技術(shù)的不斷進(jìn)步，其性能和成本都有了巨大的改善.由于LED 具備光效高、壽命長(zhǎng)、維護(hù)簡(jiǎn)便、環(huán)境污染小等優(yōu)點(diǎn)，已被越來(lái)越廣泛地應(yīng)用于路燈照明、背光照明、醫(yī)療照明、汽車(chē)照明等領(lǐng)域［1］.

因受散熱和成本的限制，目前廣泛使用的LED模塊功率大多在3 W 以下，在高亮度的應(yīng)用場(chǎng)合，需要同時(shí)使用多個(gè)LED 模塊［2-3］.LED 的亮度由 流過(guò)LED 模塊的電流決定，為了保證LED 模塊的亮度一致，流過(guò)LED 模塊的電流必須相同［4］.實(shí)現(xiàn)各LED 模塊電流相同最簡(jiǎn)單的方法是將LED 模塊全部串聯(lián)，這不僅會(huì)導(dǎo)致驅(qū)動(dòng)器輸出電壓升高，而且會(huì)帶來(lái)可靠性問(wèn)題.因此，使用時(shí)通常將LED 模塊進(jìn)行串并聯(lián)組合［5］.由于LED 模塊的伏安特性與功率二極管類(lèi)似，都為指數(shù)關(guān)系，LED 串在并聯(lián)使用時(shí)，LED 模塊的離散性將導(dǎo)致流過(guò)各串LED 的電流存在很大差異［6］.將LED 模塊串并聯(lián)組合時(shí)必須引入均流技術(shù)，確保流過(guò)各串LED 的電流相等.

在每串LED 中串入線性電路［7-10］或開(kāi)關(guān)電路［11］用作電流調(diào)節(jié)器，可以實(shí)現(xiàn)各串LED 均流.采用線性電路實(shí)現(xiàn)均流［7-10］，雖然成本低廉，但各串LED 的壓差將引起線性電路上很大的損耗；采用開(kāi)關(guān)電路實(shí)現(xiàn)均流［11］，雖然提高了效率，但由于所需元件的數(shù)目增加，成本大大提高.若采用無(wú)源元件如電容［4，12-15］、均流變壓器［16］、變壓器原邊串聯(lián)［17-18］實(shí)現(xiàn)均流，不僅成本低，而且效率高.利用電容阻抗均流的方法［12-13］，電容的電壓應(yīng)力高，同時(shí)由于LED模塊的等效阻抗不同，均流精度受到限制；利用電容充放電平衡實(shí)現(xiàn)均流的方法［4，14-15］，雖然簡(jiǎn)便、均流精度高，但無(wú)法應(yīng)用于反激、正激等單端變流器；利用均流變壓器實(shí)現(xiàn)均流的方法［16］，由于各路輸出間須共用均流變壓器，電氣連接復(fù)雜，不利于電路模塊化設(shè)計(jì).Ji等［17］提出將變壓器原邊串聯(lián)實(shí)現(xiàn)各串LED 均流的方法.該方法中變壓器原邊的勵(lì)磁電流會(huì)影響輸出均流精度，當(dāng)應(yīng)用于勵(lì)磁電感影響主電路工作狀態(tài)的拓?fù)?，例如LLC 電路時(shí)［18］，勵(lì)磁電流對(duì)均流精度的影響較大，同時(shí)每個(gè)變壓器都要滿(mǎn)足安規(guī)絕緣的要求，窗口利用率低、成本高.當(dāng)輸出功率小于100 W 時(shí)，準(zhǔn)諧振反激變換器由于成本低、性能高而得到了廣泛的應(yīng)用［19］，但在反激變流器中將變壓器原邊串聯(lián)［20］，電路工作于斷續(xù)模式，僅能實(shí)現(xiàn)各串LED 模塊的輸出功率相等而無(wú)法實(shí)現(xiàn)輸出均流.

本文提出兩級(jí)變壓器級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)多路輸出均流的方法，其中前級(jí)變壓器的作用與傳統(tǒng)反激變流器相同，后級(jí)多個(gè)變壓器原邊繞組串聯(lián)實(shí)現(xiàn)多路輸出均流.與文獻(xiàn)［20］相比，準(zhǔn)諧振控制易于實(shí)現(xiàn)，各路LED 負(fù)載能夠?qū)崿F(xiàn)輸出均流.同時(shí)，僅前級(jí)變壓器須滿(mǎn)足安規(guī)絕緣要求，后級(jí)變壓器無(wú)須考慮安規(guī)絕緣強(qiáng)度，降低了生產(chǎn)成本.

1 電路工作原理

如圖1所示為后級(jí)變壓器原邊串聯(lián)的兩路輸出LED 驅(qū)動(dòng)器，前級(jí)變壓器匝比為n∶1，由變流器的電壓增益決定.后級(jí)變壓器匝比為1∶1，原邊繞組和副邊繞組采取兩股并繞的方法減小漏感.忽略除開(kāi)關(guān)管寄生電容Cds外的其他寄生參數(shù)，電路的工作波形如圖2所示，各模態(tài)等效電路如圖3所示.

圖1 后級(jí)變壓器原邊串聯(lián)兩路輸出LED驅(qū)動(dòng)器Fig.1 Two channel LED driver with series second stage transformers

圖2 多路反激LED驅(qū)動(dòng)器穩(wěn)態(tài)工作波形Fig.2 Key waveforms of proposed multi-output flyback LED driver

模態(tài)1（t0-t1）：t0時(shí)刻，流過(guò)后級(jí)變壓器T21和T22勵(lì)磁電感Lm1和Lm2的勵(lì)磁電流iLm1和iLm2相等，且等于流過(guò)前級(jí)變壓器副邊的電流is.此時(shí)，開(kāi)關(guān)管已經(jīng)開(kāi)通，vLm1＋vLm2＝-Vin／n，與后級(jí)變壓器副邊相連二極管D1、D2此時(shí)承受反壓關(guān)斷，前級(jí)變壓器原邊勵(lì)磁電流iLm上升的斜率為Vin／Lm，兩后級(jí)變壓 器 勵(lì) 磁 電 感Lm1、Lm2串 聯(lián)，iLm1等 于iLm2，iLm1和iLm2的變化斜率均為-Vin／［n（Lm1＋Lm2）］.

模態(tài)2（t1-t2）：t1時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，與反激變換器類(lèi)似，前級(jí)變壓器勵(lì)磁電流通過(guò)理想變壓器續(xù)流，對(duì)副邊輸出能量，is大于iLm1和iLm2，D1和D2導(dǎo)通，后級(jí)變壓器匝比為1∶1，Lm1兩端電壓為Vo1，Lm2兩端電壓為Vo2，iLm1變化斜率為Vo1／Lm1，iLm2變化斜率為Vo2／Lm2.此時(shí)流過(guò)前級(jí)變壓器副邊的電流is變化斜率為-n2（Vo1＋Vo2）／Lm，為了簡(jiǎn)化分析，不妨設(shè)Vo1／Lm1＜Vo2／Lm2.因此，Lm2中的勵(lì)磁電流變化較快.流過(guò)D1的電流iD1為is和iLm1的差值，流過(guò)D2的電流iD2為is和iLm2的差值.

模態(tài)3（t2-t3）：t2時(shí)刻，is等于iLm2，D2關(guān)斷，電路開(kāi)始準(zhǔn)諧振過(guò)程，此時(shí)后級(jí)變壓器T21仍被輸出Vo1箝位，因此Lm1不參與諧振，iLm1變化斜率為Vo1／Lm1.準(zhǔn)諧振的頻率如下所示：

模態(tài)4（t3-t4）：t3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管寄生電容Cds兩端電壓諧振至谷底，將開(kāi)關(guān)管開(kāi)通.此時(shí)，Lm1被輸出電壓Vo1箝位，而Lm2兩端電壓為-（Vin／n＋Vo1），iLm1上升的斜率為Vo1／Lm1，iLm2下降的斜率為（Vin／n＋Vo1）／Lm2，iLm2迅速減小，至t4時(shí)刻與iLm1相等，開(kāi)始下一個(gè)工作周期.

圖2、3所示的電路工作狀態(tài)為Vo1／Lm1與Vo2／Lm2相差較大的情況.此時(shí)準(zhǔn)諧振過(guò)程（模態(tài)3）中iLm1雖然不斷增大，但仍小于is，直至準(zhǔn)諧振過(guò)程結(jié)束，D1仍然導(dǎo)通.若負(fù)載對(duì)稱(chēng)即Vo1／Lm1＝Vo2／Lm2，則iLm1和iLm2始終相等，此時(shí)準(zhǔn)諧振工作狀態(tài)如圖4所示.兩變壓器的勵(lì)磁電感共同參與準(zhǔn)諧振過(guò)程，準(zhǔn)諧振的頻率如下所示：

由于iLm1和iLm2相等，圖3中模態(tài)4不再存在.

當(dāng)Vo1／Lm1與Vo2／Lm2相差較小時(shí)，在t2時(shí)刻，iLm1＜iLm2，電路開(kāi)始準(zhǔn)諧振過(guò)程，工作模態(tài)如圖3的模態(tài)3所示.模態(tài)3中，is與iLm1的差值減小，若vds尚未諧振至谷底時(shí)，is和iLm1已經(jīng)相等，則Lm1參與到準(zhǔn)諧振過(guò)程中.此后電路的工作模態(tài)如圖4所示，準(zhǔn)諧振的頻率介于式（1）和式（2）之間.與Vo1／Lm1＝Vo2／Lm2時(shí)相同，由于準(zhǔn)諧振過(guò)程中的iLm1和iLm2相等，圖3中的模態(tài)4不再存在.電路中，準(zhǔn)諧振的控制通過(guò)檢測(cè)輔助繞組兩端的電壓實(shí)現(xiàn)，因此無(wú)論Lm1是否參與準(zhǔn)諧振，電路均能夠穩(wěn)定工作.

圖3 各模態(tài)等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit of modes

圖4 負(fù)載對(duì)稱(chēng)時(shí)時(shí)準(zhǔn)諧振等效電路圖Fig.4 Equivalent circuit of quasi-resonant mode with symmetrical load

2 后級(jí)變壓器設(shè)計(jì)

2.1 后級(jí)變壓器直流偏置推導(dǎo)

前文的分析忽略了除開(kāi)關(guān)管寄生電容Cds外的其他寄生參數(shù)，在實(shí)際電路中，前級(jí)變壓器副邊繞組和后級(jí)變壓器原邊繞組都存在寄生電阻.該寄生電阻會(huì)引起前級(jí)變壓器副邊和后級(jí)變壓器原邊回路內(nèi)的環(huán)流，導(dǎo)致后級(jí)變壓器的直流磁偏.在設(shè)計(jì)后級(jí)變壓器時(shí)，要考慮該直流偏置的影響.

圖5中，前級(jí)變壓器的副邊及后級(jí)變壓器的原邊穩(wěn)態(tài)工作時(shí)在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)都應(yīng)滿(mǎn)足伏秒平衡，可得

前級(jí)變壓器副邊繞組的寄生電阻記為R1s，兩后級(jí)變壓器副邊繞組的寄生電阻分別記為R21p和R22p.根據(jù)基爾霍夫電壓定律可知，將后級(jí)變壓器T22原邊繞組兩端的電壓用另外2個(gè)變壓器繞組兩端的電壓及流過(guò)回路的電流和寄生電阻表示，可得

聯(lián)立式（3）和（4），可得

由式（5）可知，is在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均值為0.對(duì)于后級(jí)變壓器T21，is＝iLm1＋iD1，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)iD1平均值為ILED1，因此變壓器T21勵(lì)磁電感的直流偏置ILm1＝-ILED1.同理，對(duì)于后級(jí)變壓器T22，勵(lì)磁電感的直流偏置ILm2＝-ILED2.

圖5 環(huán)流原理圖Fig.5 Circuiting current schematic

2.2 后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感估算

當(dāng)兩路LED 負(fù)載的電壓Vo1、Vo2不同或兩后級(jí)變壓器的勵(lì)磁電感Lm1、Lm2不等時(shí)，兩路負(fù)載的輸出電流會(huì)產(chǎn)生一定偏差.由電路的工作原理可知，t1-t4時(shí)間段內(nèi)的3 個(gè)模態(tài)中，流入LED1的電流iD1＝is-iLm1，流入LED2的電流iD2＝is-iLm2，因此輸出電流的偏差與兩后級(jí)變壓器的勵(lì)磁電流iLm1、iLm2偏差及t1-t0、t2-t1、t3-t2、t4-t34 個(gè)模態(tài)的時(shí)間直接相關(guān).勵(lì)磁電流iLm1、iLm2的偏差要受輸出電壓和勵(lì)磁電感Lm1、Lm2的影響，根據(jù)輸出電流偏差的要求，可以估算后級(jí)變壓器的勵(lì)磁電感.

t1-t0、t2-t1、t3-t2、t4-t34個(gè) 模 態(tài) 的 時(shí) 間 主要受到電路輸出功率的影響.后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感阻抗遠(yuǎn)大于負(fù)載LED 等效阻抗，勵(lì)磁電流對(duì)負(fù)載電流的影響很小，因此在負(fù)載電壓不同及兩后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感不等時(shí)，兩路LED 負(fù)載電流近似相等.在計(jì)算各模態(tài)時(shí)間時(shí)，將兩路負(fù)載等效為一路，輸出電壓為Vo12，對(duì)應(yīng)后級(jí)變壓器的勵(lì)磁電感為L(zhǎng)m12，Vo12與Lm12滿(mǎn)足下式：

近似后電路的輸出功率幾乎不變，各模態(tài)的時(shí)間變化很小.近似后，各模態(tài)時(shí)間記為t′1-t′0、t′2-t′1、t′3-t′2、t′4-t′3.等效為一路后，模態(tài)4不再存在，t′4-t′3＝0.假定開(kāi)關(guān)管恰好在谷底開(kāi)通，則t′3-t′2為Cds與Lm、Lm12諧振周期的一半.根據(jù)流過(guò)整流二極管的平均電流等于輸出電流和勵(lì)磁電感Lm伏秒平衡，可得下式解出近似后各模態(tài)時(shí)間：

當(dāng)輸出電壓不同或后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感不等時(shí)，由于近似過(guò)程對(duì)電路的輸出功率影響很小，可以認(rèn)為模態(tài)1時(shí)間t1-t0和模態(tài)2時(shí)間t2-t1不受近似過(guò)程的影響；t3-t2為準(zhǔn)諧振過(guò)程，由于諧振電路與近似前不同，t3-t2不再滿(mǎn)足式（7）（不妨設(shè)Vo1／Lm1＜Vo2／Lm2，此時(shí)電路的工作狀態(tài)如圖3的模態(tài)3所示）.根據(jù)后級(jí)變壓器兩勵(lì)磁電感電流在t4時(shí)刻的值相同，可得下式解出各模態(tài)時(shí)間：

后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感受到最大輸出電流偏差的限制，為了保證輸出電流偏差最大時(shí)計(jì)算結(jié)果的準(zhǔn)確，式（8）中將電路準(zhǔn)諧振的頻率近似為式（1）的結(jié)果.由于準(zhǔn)諧振的時(shí)間相對(duì)于開(kāi)關(guān)周期很短，即使輸出電流偏差較小時(shí)，準(zhǔn)諧振的頻率發(fā)生變化，按照式（8）進(jìn)行近似，計(jì)算結(jié)果的準(zhǔn)確性較高.

由圖2可得，兩路輸出各路電流的平均值如下式所示：

各路平均電流之差如式（10）所示.在t0-t1（模態(tài)1）時(shí)間段內(nèi)，iLm1和iLm2相等；在t1-t2（模態(tài)2）時(shí)間段內(nèi)，Lm1、Lm2兩端電壓為兩路輸出電壓，iLm1、iLm2線性變化；在t2-t3（模態(tài)3）時(shí)間段內(nèi)，iLm1、iLm2的變化規(guī)律可以根據(jù)諧振狀態(tài)分析獲得；在t3-t4（模態(tài)4）時(shí)間段內(nèi)，Lm1、Lm2兩端電壓分別為Vo1和-（Vin／n＋Vo1），iLm1、iLm2線 性 變 化，可 以 得 到iLm1、iLm2與Lm1、Lm2、Vo1、Vo2的關(guān)系，式（10）可以表示為式（11）.

由式（11）可知，輸出電流偏差與后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感、后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感偏差、各模態(tài)時(shí)間（由輸出功率決定，由于電路采用恒流控制，輸出功率與兩路輸出電壓之和近似成正比關(guān)系）、Vo1／Lm1與Vo2／Lm2偏差相關(guān).后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感偏差越大，則輸出電流偏差越大，通常后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感的偏差小于±10%.由式（11）可知，Vo1／Lm1與Vo2／Lm2偏差越大，輸出電流偏差越大，由此可得給定輸出功率即給定Vo1＋Vo2下輸出電流偏差最大的Vo1與Vo2電壓組合.如圖6所示為假定后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感偏差為±10%（不妨設(shè)Lm1為額定值的110%，Lm2為額定值的90%）以及Vo1／Lm1與Vo2／Lm2偏差最大的條件下，輸出電流偏差與Vo1＋Vo2的關(guān)系曲線.圖6給出根據(jù)前文近似計(jì)算方法得到的曲線與仿真曲線的比較.結(jié)果表明，前述的近似計(jì)算方法是有效的.

式中：

圖6 給定兩路輸出電壓之和時(shí)最大輸出電流偏差Fig.6 Current deviation versus sum of load voltage

由圖6可知，在后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感額定值一定時(shí)，輸出電流偏差隨Vo1＋Vo2的增大，先增大后減小，有一最大值.如圖7所示為在對(duì)應(yīng)于該最大值的情況下，輸出電流偏差與后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感額定值的關(guān)系曲線.根據(jù)圖7可以估算在給定輸出電流偏差的要求下，驅(qū)動(dòng)器所需的后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感的額定值.

2.3 通過(guò)寄生振蕩減小后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感

在實(shí)際電路中，與后級(jí)變壓器副邊相連的二極管D1、D2寄生電容CD1、CD2在模態(tài)1（t0-t1）中會(huì)與Lm1、Lm2振蕩.通過(guò)此寄生振蕩可以減小輸出電流偏差，進(jìn)而減小后級(jí)變壓器所需的勵(lì)磁電感.

圖7 最大電流偏差與后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感額定值關(guān)系曲線Fig.7 Current deviation versus magnetizing inductor of second stage transformer

在t3-t4（t0）時(shí)間段內(nèi)，電路的工作模態(tài)如圖8所示（假定Vo1／Lm1＜Vo2／Lm2）.此模態(tài)內(nèi)開(kāi)關(guān)管Q1開(kāi)通，前級(jí)變壓器副邊繞組兩端電壓v1＝-Vin／n.二極管D1開(kāi)通，vLm1＝Vo1，vCD1＝0；D2關(guān)斷，vLm2＝-Vin／n-Vo1，D2承受反壓，vCD2＝-（Vo1＋Vo2＋Vin／n）.t0時(shí)刻，iLm1＝iLm2，D1關(guān)斷，等效電路如圖9所示.電容兩端電壓的初始狀態(tài)將引起電路諧振，交流等效諧振電路如圖10 所示.該電路的諧振周期可以表示為

考慮由二極管寄生電容帶來(lái)的振蕩后，在模態(tài)1中，iLm1和iLm2波形如圖11所示.在t0時(shí)刻，iLm1＝iLm2.t0-t1時(shí)刻內(nèi)，兩電流將會(huì)受到諧振的影響.其中，在t-0時(shí)刻，vCD1＝0，該初始狀態(tài)會(huì)使iLm1電流首先向正方向諧振，而vCD2＝-（Vo1＋Vo2＋Vin／n），會(huì)使iLm2首先向負(fù)方向諧振.在諧振開(kāi)始的半個(gè)周期（t0-t01），諧振會(huì)使得iLm1大于iLm2，半個(gè)諧振周期時(shí)（t01）兩個(gè)電流重新相等，此后半個(gè)諧振周期（t01-t02）iLm1小于iLm2，之后循環(huán)往復(fù)該過(guò)程直至t1時(shí)刻開(kāi)關(guān)管關(guān)斷.由式（9）可知，iLm2在模態(tài)2中增大較快，使第二路輸出電流偏小.若在模態(tài)1結(jié)束時(shí)使iLm2＜iLm1，可以使iLm1和iLm2在此后模態(tài)中陰影部分積分互相抵消，平均值偏差減小，緩解由勵(lì)磁電流不同引起的輸出電流偏差.在設(shè)計(jì)時(shí)，為了減小后級(jí)變壓器體積和損耗，可以采用較小的后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感.通過(guò)在二極管兩端適當(dāng)并聯(lián)電容，調(diào)整諧振周期，使模態(tài)1的時(shí)間t1-t0滿(mǎn)足下式，以改善電路的不均流度.

圖8 考慮二極管寄生電容后模態(tài)4等效電路Fig.8 Equivalent circuit considering parasitic capacitance of diodes during mode 4

圖9 考慮二極管寄生電容后模態(tài)1等效電路Fig.9 Equivalent circuit considering parasitic capacitance of diodes during mode 1

圖10 等效諧振電路Fig.10 Equivalent resonant circuit

圖11 二極管寄生電容對(duì)后級(jí)變壓器勵(lì)磁電流的影響Fig.11 Influence of parasitic capacitance to magnetizing current of 2nd stage transformer

如圖12所示為仿真得到的在二極管兩端并聯(lián)電容與不并聯(lián)電容輸出電流偏差的對(duì)比.仿真參數(shù)為L(zhǎng)m1＝1.408mH（較Lm1和Lm2平均值1.28mH偏大10%），Lm2＝1.152 mH（較Lm1和Lm2平均值1.28mH 偏小10%），二極管兩端并聯(lián)電容為1.47 nF，此時(shí)t1-t0＜Tr／2.

圖12 二極管并聯(lián)電容對(duì)輸出電流偏差的影響Fig.12 Influence of parallel capacitor of diode to current deviation

在整流二極管D1、D2兩端并聯(lián)電容后，與無(wú)電容時(shí)相比，模態(tài)1的工作過(guò)程有所不同，輸出電流的偏差隨Vo1＋Vo2的變化趨勢(shì)也會(huì)發(fā)生改變.首先計(jì)算二極管兩端無(wú)電容時(shí)（虛線），輸出電流偏差最大的工作點(diǎn)，針對(duì)該點(diǎn)優(yōu)化設(shè)計(jì)，在二極管兩端并聯(lián)合適的電容，減小該工作點(diǎn)電路的輸出電流偏差.當(dāng)Vo1＋Vo2變化時(shí)，t1-t0將發(fā)生變化，而并聯(lián)電容帶來(lái)的寄生振蕩諧振周期不會(huì)改變，這使得寄生振蕩對(duì)于輸出電流偏差的補(bǔ)償作用在Vo1＋Vo2變化時(shí)有所不同，如圖12所示（實(shí)線）為電路在Vo1＋Vo2較大時(shí)，補(bǔ)償作用減弱，因此在Vo1＋Vo2較大時(shí)，輸出電流偏差較大.

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)為兩路輸出的兩級(jí)變壓器準(zhǔn)諧振反激LED 驅(qū)動(dòng)器，輸入電壓為400 V，每路輸出電壓為35～70V，輸出電流為700mA.樣機(jī)的具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1所示.

為了驗(yàn)證電路的均流能力，兩路輸出串聯(lián)不同數(shù)目的LED 模擬輸出電壓不等時(shí)的情況.圖13中，Vo1＝35.04V，Vo2＝70.0V，各路LED 負(fù)載的電流幾乎相等.

表1 樣機(jī)主要參數(shù)Tab.1 Key parameters of prototype

圖13 兩路LED的輸出電壓及輸出電流波形Fig.13 Output voltages （lower and bottom）and currents of two LED strings

如圖14所示為原邊開(kāi)關(guān)管柵極驅(qū)動(dòng)波形及漏源級(jí)電壓波形，圖中開(kāi)關(guān)管在谷底開(kāi)通.此時(shí)，Vo1＝70.0 V，ILED1＝0.666 A，Vo2＝70.0 V，ILED2＝0.668A.

如圖15、16 所 示 為 當(dāng)Vo1＝35.04 V，ILED1＝0.665A，Vo2＝70.0V，ILED2＝0.671A 時(shí)，流過(guò)兩整流二極管的電流iD1、iD2和后級(jí)變壓器兩端電壓vLm1、vLm2的波形.從圖15可以看出，雖然此時(shí)Vo1／Lm1與Vo2／Lm2相差很大，導(dǎo)致iD1、iD2在二極管開(kāi)通時(shí)變化斜率相差很大，但由于諧振的補(bǔ)償作用，iD1在二極管開(kāi)通時(shí)小于iD2，減小了由于變化斜率不同帶來(lái)的輸出電流偏差.從圖16 可以看出，此時(shí)t1-t0＜Tr／2.

如表2所示為一些特定情況下電路的輸出電壓和輸出電流.為了減小后級(jí)變壓器的體積和損耗，后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感的取值較小，在后級(jí)變壓器副邊的整流二極管兩端并聯(lián)電容后，電路仍能保證較高的輸 出 電 流 精 度.表2 中，ΔI＝（ILED1-ILED2）／（ILED1＋I(xiàn)LED2）.

表2 特定情況下驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓及輸出電流情況Tab.2 Measured output currents and voltages of four outputs at different output conditions

圖14 原邊開(kāi)關(guān)管Q1 的柵極和源漏極電壓波形Fig.14 Switching waveform of Q1

圖15 整流二極管電流波形Fig.15 Current waveform of rectifying diode

圖16 次級(jí)變壓器原邊電壓波形Fig.16 Voltage waveform of primary wingding of 2nd stage transformer

本驅(qū)動(dòng)器采樣輸出電流進(jìn)行反饋，當(dāng)輸出電壓變化時(shí)輸出功率隨之改變.如圖17所示為輸出功率變化時(shí)的樣機(jī)效率η 曲線.圖中，P 為功率，Pmax為最大功率.滿(mǎn)載時(shí)電路的工作效率為92.3%.

圖17 樣機(jī)效率曲線Fig.17 Efficiency curve versus different load condition

4 結(jié) 語(yǔ)

本文利用兩級(jí)變壓器級(jí)聯(lián)、后級(jí)變壓器原邊串聯(lián)的方法實(shí)現(xiàn)雙路輸出LED 負(fù)載間的均流.電路中前級(jí)變壓器與傳統(tǒng)反激變壓器的作用相同，將能量傳遞至負(fù)載，多個(gè)后級(jí)變壓器原邊串聯(lián).采用準(zhǔn)諧振控制，實(shí)現(xiàn)了多路輸出的均流，解決了傳統(tǒng)的變壓器串聯(lián)反激變流器只能實(shí)現(xiàn)輸出功率相等的問(wèn)題.同時(shí)，后級(jí)變壓器無(wú)需安規(guī)隔離，簡(jiǎn)化了生產(chǎn)工藝，降低了生產(chǎn)成本.本文分析了前級(jí)變壓器副邊與后級(jí)變壓器原邊構(gòu)成的回路中形成環(huán)流的原理和數(shù)值，在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)應(yīng)考慮該直流偏置的影響；給出在給定的均流精度下，后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感的估算方法；提出在后級(jí)變壓器副邊整流二極管兩端并聯(lián)電容，與后級(jí)變壓器勵(lì)磁電感進(jìn)行匹配，改善均流精度的方法.根據(jù)本文提出的驅(qū)動(dòng)器拓?fù)渑c設(shè)計(jì)方法，制作了功率為100 W、兩路輸出、每路輸出電流為700 mA 的樣機(jī)，獲得了較高的效率.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，當(dāng)輸出電壓不同時(shí)，各串LED 間能夠?qū)崿F(xiàn)較高的均流精度，驗(yàn)證了理論分析的正確性.

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）：

［1］倪建軍，張方華，俞憶潔.無(wú)電解電容的高功率因數(shù)AC-DC LED驅(qū)動(dòng)器［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2012，27（12）：79-86.NI Jian-jun，ZHANG Fang-hua，YU Yi-jie.High power factor AC-DC LED drivers without electrolytic capacitors［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2012，27（12）：79-86.

［2］CHEN C，WU C，CHEN Y，et al.Sequential color LED backlight driving system for LCD panels ［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22（3）：919-925.

［3］HWU K I，YAU Y T，LEE L.Powering LED using high-efficiency SR flyback converter［C］∥Applied Pow-er Electronics Conference and Exposition（APEC）.Washington，DC：IEEE，2009：563-569.

［4］ZHANG J，WANG J，WU X.A capacitor-isolated LED driver with inherent current balance capability ［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2012，59（4）：1708-1716.

［5］俞憶潔，張方華，倪建軍.電容鉗位型LED 均流電路［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，28（02）：178-184.YU Yi-jie，ZHANG Fang-hua，NI Jian-jun.Capacitor clamped current sharing circuit for multi-string LEDs［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28（02）：178-184.

［6］GIOVANNI C.Solving high-voltage off-line HB-LED constant current control-circuit issues ［C］∥Applied Power Electronics Conference and Exposition（APEC）.Anaheim：IEEE，2007：1316-1318.

［7］CHIU H，LO Y，CHEN J，et al.A high-efficiency dimmable LED driver for low-power lighting applications［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57（2）：735-743.

［8］CHIU H，CHENG S.LED backlight driving system for large-scale LCD panels［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54（5）：2751-2760.

［9］HU Y，JOVANOVIC M M.LED driver with self-adaptive drive voltage［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23（6）：3116-3125.

［10］LI S，ZHONG W，CHEN W，et al.Novel self-configurable current-mirror techniques for reducing current imbalance in parallel light-emitting diode （LED）strings［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27（4）：2153-2162.

［11］HU Q，ZANE R.LED driver circuit with series-inputconnected converter cells operating in continuous conduction mode［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25（3）：574-582.

［12］CHOI S，KIM T.Symmetric current-balancing circuit for LED backlight with dimming［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2012，59（4）：1698-1707.

［13］唐雄民，張淼，章云，等.一種具有自動(dòng)均流特性的簡(jiǎn)易非隔離型多路LED 串驅(qū)動(dòng)電路［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，28（07）：218-225.TANG Xiong-min，ZHANG Miao，ZHANG Yun，et al.A simple non-isolated driver with inherent current balancing mechanism for multi-channel LED strings［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28（07）：218-225.

［14］ZHANG J，XU L，WU X，et al.A precise passive current balancing method for multioutput LED drivers［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26（8）：2149-2159.

［15］WU X，ZHANG J，QIAN Z.A simple two-channel LED driver with automatic precise current sharing［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58（10）：4783-4788.

［16］HWU K I，CHOU S.A simple current-balancing converter for LED lighting［C］∥Applied Power Electronics Conference and Exposition（APEC）.Washington，DC：IEEE，2009：587-590.

［17］JI S，WU H，REN X，et al.Multi-channel constant current（MC3）LED driver［C］∥Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC）.Fort Worth，TX：IEEE，2011：718-722.

［18］WU H，JI S，LEE F C，et al.Multi-channel constant current（MC3）LLC resonant LED driver［C］∥Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE）.Phoenix：IEEE，2011：2568-2575.

［19］ZHANG J，ZENG H，WU X.An adaptive blanking time control scheme for an audible noise-free quasi-resonant flyback converter ［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26（10）：2735-2742.

［20］THOMAS W，PFORR J.Power-transfer of isolated converter with integrated power sharing for LED-lighting system dependent on transformer coupling［C］∥Energy Conversion Congress and Exposition （ECCE）.Atlanta：IEEE，2010：449-456.