李鑫 黃海生

摘 要： 針對GNSS射頻前端PLL頻率綜合器中的低雜散小數(shù)分頻問題，提出了分別基于累加器結(jié)構(gòu)和MASH1?1?1 Δ?∑結(jié)構(gòu)的兩種小數(shù)分頻調(diào)制器實現(xiàn)方案。進而選取3.996 MHz為GNSS射頻前端模擬中頻頻率，16.368 MHz為PLL頻率綜合器參考頻率，在GPS L1和BD?2 B1頻點上對30級累加器級聯(lián)結(jié)構(gòu)和MASH1?1?1 Δ?∑結(jié)構(gòu)的輸出功率譜進行分析，并在此基礎(chǔ)上對它們的小數(shù)雜散特性進行了對比研究。結(jié)果表明，MASH1?1?1 Δ?∑結(jié)構(gòu)具有噪聲整形功能，可將小數(shù)雜散由低頻段推至高頻段，從而在低頻段獲得更優(yōu)的雜散特性。由于高頻段的雜散可被PLL環(huán)路濾波器濾除，故MASH1?1?1 Δ?∑結(jié)構(gòu)更適合用在基于PLL的頻率綜合器中。

關(guān)鍵詞： 小數(shù)分頻； 累加器； MASH1?1?1 Δ?Σ調(diào)制器； 小數(shù)雜散

中圖分類號： TN402?34 文獻標(biāo)識碼： A 文章編號： 1004?373X（2016）05?0055?03

0 引 言

射頻芯片是全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)（Global Navigation Satellite System，GNSS）接收終端的核心部件，其需要將天線接收到的極微弱的衛(wèi)星信號進行濾波、放大、下變頻，進而對下變頻得到的模擬中頻信號進行A/D轉(zhuǎn)換，從而生成數(shù)字信號供基帶電路處理[1]。通常用于下變頻的本振頻率是由頻率綜合器對參考基準(zhǔn)頻率倍頻得到的，倍頻后的本振信號與接收到的GNSS射頻信號作用于混頻器即可得到模擬中頻信號。如圖1所示，頻率綜合器實際上可由一個鎖相環(huán)（Phase Locked Loop，PLL）實現(xiàn)[2]。在環(huán)路鎖定狀態(tài)下，[fo=N.F×fi，]即頻率綜合器的倍頻系數(shù)等于分頻器的分頻比。在很多情況下，由于所期望的本振頻率與參考基準(zhǔn)頻率并非整倍數(shù)關(guān)系，因此分頻器的分頻比通常為小數(shù)[N.F，]這就在環(huán)路中引入了小數(shù)雜散[3]。由于小數(shù)雜散通常在環(huán)路帶寬內(nèi)，無法通過環(huán)路濾波器濾除，因此會導(dǎo)致輸出的本振信號出現(xiàn)雜散頻率，并最終使混頻后得到的模擬中頻信號頻譜純度變差[4?5]。鑒于此，就要求用于頻率綜合器中的小數(shù)分頻器在環(huán)路帶寬范圍內(nèi)引入的小數(shù)雜散盡可能小。本文重點研究了基于累加器結(jié)構(gòu)和基于MASH1?1?1 Δ?Σ結(jié)構(gòu)小數(shù)分頻調(diào)制器的輸出功率譜特性，結(jié)果表明，后者在低頻段抑制小數(shù)雜散的效果更為理想。

3 結(jié) 語

累加器結(jié)構(gòu)的小數(shù)分頻調(diào)制器可控制分頻比在兩個值（N和N+1）之間跳變；而MASH1?1?1 Δ?Σ結(jié)構(gòu)則可控制分頻比在多個數(shù)值之間跳變[7]。因此，后者可將小數(shù)分頻器產(chǎn)生的噪聲由低頻段推至高頻段，其具有噪聲整形功能。而高頻段的噪聲可被PLL環(huán)路濾波器濾除，從而較好地抑制小數(shù)雜散，故MASH1?1?1 Δ?Σ結(jié)構(gòu)更適于用在PLL頻率綜合器中。而累加器結(jié)構(gòu)的小數(shù)分頻調(diào)制器結(jié)構(gòu)簡單，設(shè)計實現(xiàn)更容易，并且僅通過提高參考頻率就可以在時域?qū)⒍秳咏档煤艿?，因此將其更多用于通信中的時鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路中[7]。

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