孫清清，王　洪，宋　妍，姒　強(qiáng)

(電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院,　成都 611731)

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·信號(hào)處理·

基于前導(dǎo)脈沖輔助的相位調(diào)制1090ES信號(hào)載頻同步算法

孫清清，王洪，宋妍，姒強(qiáng)

(電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院,成都 611731)

摘要：基于相位調(diào)制擴(kuò)容1090ES信號(hào)為ADS-B帶來(lái)新的功能和應(yīng)用，載波頻率同步是擴(kuò)容信號(hào)需解決的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。針對(duì)擴(kuò)容1090ES信號(hào)的突發(fā)載頻同步問(wèn)題，提出了一種基于頻偏捕獲和相位誤差跟蹤環(huán)的快速同步方法，頻偏捕獲采用前導(dǎo)輔助脈沖相關(guān)性判決進(jìn)行二叉樹(shù)頻率搜索，捕獲載頻偏差并校正得到頻偏較小的基帶信號(hào)，相位誤差跟蹤環(huán)實(shí)現(xiàn)對(duì)小頻偏信號(hào)進(jìn)行頻率估計(jì)和補(bǔ)償。仿真結(jié)果表明：該方法適用于基于相位調(diào)制的擴(kuò)容1090ES信號(hào)接收系統(tǒng)。

關(guān)鍵詞：1090ES；相位調(diào)制；載頻同步；二叉樹(shù)搜索；相位跟蹤環(huán)

0引言

廣播式自動(dòng)相關(guān)監(jiān)視(ADS-B)是下一代民航監(jiān)視系統(tǒng)的一項(xiàng)重要技術(shù)，在國(guó)內(nèi)外得到了廣泛應(yīng)用。隨著監(jiān)視技術(shù)的不斷發(fā)展和進(jìn)步，未來(lái)的ADS-B將不再是執(zhí)行簡(jiǎn)單的監(jiān)視任務(wù)，而將同時(shí)具備導(dǎo)航、監(jiān)視和通信的一體化功能，ADS-B信息的傳輸需求將不斷提高。為此，國(guó)際民航組織(ICAO)和歐控等權(quán)威機(jī)構(gòu)提出一種適用于新一代ADS-B技術(shù)的擴(kuò)容1090ES數(shù)據(jù)鏈，該數(shù)據(jù)鏈在原有的1090ES數(shù)據(jù)鏈格式基礎(chǔ)上加入了多重相位調(diào)制(MPSK)，可在不增加頻點(diǎn)使用和廣播次數(shù)的前提下提高ADS-B信息的傳輸容量[1-4]。另外，擴(kuò)容1090ES數(shù)據(jù)鏈也可一定程度上緩解多類設(shè)備使用1 090 MHz頻點(diǎn)造成的頻譜擁塞問(wèn)題[5]?，F(xiàn)階段，擴(kuò)容1090ES數(shù)據(jù)鏈正處于驗(yàn)證階段，各項(xiàng)技術(shù)如調(diào)制、編碼、同步、解碼等都有待進(jìn)一步研究和完善[6-7]。

擴(kuò)容1090ES數(shù)據(jù)鏈載頻同步是難點(diǎn)。一般的1090ES信號(hào)解碼主要關(guān)注接收信號(hào)的幅度和位置，因此對(duì)載頻和相位的同步?jīng)]有嚴(yán)格的要求。擴(kuò)容信號(hào)格式與現(xiàn)有1090ES信號(hào)的格式相同，前導(dǎo)脈沖主要用于信號(hào)檢測(cè)以及定時(shí)同步，加入相位調(diào)制后，提高了信號(hào)載頻、相位以及時(shí)間同步的精確度要求。ICAO規(guī)定1090ES發(fā)射信號(hào)的載頻為1 090 MHz±1 MHz，且機(jī)載信號(hào)多普勒頻移都可能達(dá)到幾百甚至幾千Hz，接收端載頻的同步必然很大程度上影響相位信息的解碼性能。另外，ADS-B地面接收機(jī)作用面臨的ADS-B發(fā)射機(jī)可能達(dá)到幾十到幾百部，擴(kuò)容1090ES信號(hào)是一種特殊的單發(fā)多收的突發(fā)通信，難以采用常規(guī)的鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)同步。

現(xiàn)有針對(duì)具有前導(dǎo)數(shù)據(jù)輔助的突發(fā)同步方法有很多研究成果，典型的如：基于輔助數(shù)據(jù)的頻偏估計(jì)Kay 算法[8]、突發(fā)模式下數(shù)據(jù)輔助載波頻偏恢復(fù)Fitz算法[9]，以及改進(jìn)的L&R 頻偏估計(jì)算法[10]。這些經(jīng)典算法在已知訓(xùn)練序列的輔助下，均能取得良好的同步效果，但是無(wú)法直接用于1090ES擴(kuò)容信號(hào)的同步，原因在于1090ES信號(hào)前導(dǎo)四個(gè)脈沖是非連續(xù)調(diào)制的脈沖，即每個(gè)碼元之間的時(shí)間間隔不相同，另外前導(dǎo)輔助數(shù)據(jù)太少也將造成頻偏估計(jì)的誤差變大。

本文針對(duì)1090ES擴(kuò)容信號(hào)載頻同步的特殊性和難點(diǎn)，提出一種新型的適用于1090ES擴(kuò)容信號(hào)的載頻同步方法，主要分為兩步：頻偏捕獲和相位誤差跟蹤判決。頻偏捕獲首先基于前導(dǎo)輔助脈沖對(duì)信號(hào)載頻偏差的進(jìn)行快速估計(jì)并校正，剩余的載頻偏差通過(guò)相位誤差跟蹤環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償，提高了同步性能和解碼的準(zhǔn)確率。

1系統(tǒng)模型

擴(kuò)容1090ES信號(hào)使用一種復(fù)合調(diào)制方法，在現(xiàn)有的脈沖位置調(diào)制(PPM)高電平子脈沖上進(jìn)行相位調(diào)制。圖1為對(duì)1090ES進(jìn)行MPSK脈內(nèi)調(diào)相后的信號(hào)波形，四個(gè)前導(dǎo)脈沖調(diào)制為0相位作為參考脈沖，用于接收信號(hào)的相位和載頻同步。

圖1　相位調(diào)制1090ES信號(hào)

基于頻偏捕獲及誤差跟蹤環(huán)的擴(kuò)容1090ES信號(hào)載頻同步系統(tǒng)模型如圖2所示。

圖2　擴(kuò)容1090ES信號(hào)載頻同步系統(tǒng)模型

擴(kuò)容1090ES信號(hào)接收端經(jīng)過(guò)混頻后基帶信號(hào)為x(n)，如式(1)

(1)

式中：Δfb為大頻率偏差，包含擴(kuò)容信號(hào)經(jīng)過(guò)1 090 MHz混頻后剩余的載頻偏差及多普勒頻移；A為信號(hào)幅度；g(n)為1090ES信號(hào)的基帶幅度包絡(luò)，如圖1所示；2π·(m-1)/M為8PSK調(diào)制相位，M=8，m=1,2,…,8；θ0為載波相位。

基帶信號(hào)采用PPM的解碼信息進(jìn)行時(shí)間同步，即由PPM信息的解碼結(jié)果判決每個(gè)數(shù)據(jù)位高電平子脈沖的位置，從而確定相位信息判決點(diǎn)位置，經(jīng)過(guò)頻偏捕獲及校正模塊后輸出的基帶信號(hào)為y(n)，如式(2)

(2)

式中：Δfs為經(jīng)過(guò)頻偏捕獲和校正后的小頻率偏差，為提高后續(xù)反饋判決的解碼性能，本文將小頻偏控制在5 kHz范圍內(nèi)。

相位誤差跟蹤環(huán)路通過(guò)跟蹤相位判決誤差對(duì)小頻偏信號(hào)進(jìn)行同步并解碼，輸出得到擴(kuò)容1090ES信號(hào)的相位信息。

2頻偏捕獲

頻率捕獲是載波頻率粗估計(jì)的一種方式，目的是將載頻的估計(jì)誤差控制在較小的范圍，以提高后續(xù)相位跟蹤判決的準(zhǔn)確性。頻率捕獲應(yīng)用于載頻同步是較常見(jiàn)的，如鎖相環(huán)路實(shí)現(xiàn)載波同步的系統(tǒng)中，在環(huán)路中增加掃描捕獲輔助單元使用順序搜索進(jìn)行頻率捕獲，目的是提高環(huán)路信噪比和縮短環(huán)路捕獲時(shí)間[11]；在Viterbi等非線性頻率估計(jì)方法完成之后使用頻率捕獲，目的是減小非線性算法估計(jì)的頻率誤差，提高系統(tǒng)性能[12]。

本文針對(duì)1090ES擴(kuò)容信號(hào)的同步，設(shè)計(jì)了一種基于二叉樹(shù)折半搜索的頻率捕獲方法，主要的思想是：使用前導(dǎo)脈沖與一定數(shù)量的數(shù)據(jù)脈沖作為輔助判決序列，采用前導(dǎo)輔助脈沖相關(guān)性作為判決準(zhǔn)則，通過(guò)二叉樹(shù)折半搜索原理進(jìn)行迭代搜索，直到頻率捕獲精度滿足設(shè)定的要求。頻率捕獲算法的核心是前導(dǎo)輔助脈沖的相關(guān)性判決，前導(dǎo)輔助脈沖由1090ES信號(hào)前導(dǎo)脈沖與一定數(shù)量的數(shù)據(jù)脈沖組成，如采用四個(gè)數(shù)據(jù)脈沖與前導(dǎo)脈沖構(gòu)成的輔助脈沖如圖3所示，時(shí)間長(zhǎng)度為12 μs，具體判決方法是本地產(chǎn)生特定中心頻率的輔助脈沖序列與接收信號(hào)的前12 μs進(jìn)行相關(guān)，通過(guò)相關(guān)性大小判決與接收信號(hào)更接近的頻率。輔助脈沖長(zhǎng)度加入數(shù)據(jù)脈沖的數(shù)量越多判決的準(zhǔn)確率越高，但也損失了部分的數(shù)據(jù)信息，具體使用多少位數(shù)據(jù)脈沖加入需要進(jìn)一步探討和權(quán)衡，具體見(jiàn)后面的仿真分析。另外，頻率捕獲算法的迭代次數(shù)應(yīng)在合理范圍，避免過(guò)長(zhǎng)的捕獲時(shí)間導(dǎo)致突發(fā)信號(hào)同步性能下降。

圖3　前導(dǎo)輔助脈沖

頻偏捕獲基本原理可描述為：

假設(shè)：系統(tǒng)的最大頻偏為Δfmax(對(duì)于1090ES信號(hào)取值為±1 MHz)，要求的頻率捕獲精度為δf，則需要的迭代次數(shù)為N≈lb(Δfmax/δf)；第一次迭代采用中心頻率為-0.5 MHz和+0.5 MHz本地輔助判決序列與接收信號(hào)序列進(jìn)行相關(guān)判決，第一次判決將捕獲誤差控制在±0.5 MHz范圍；如第一次判決為+0.5 MHz，則第二次迭代采用中心頻率為+0.25 MHz和+0.75 MHz本地輔助判決序列與接收信號(hào)序列進(jìn)行相關(guān)判決，反之，則采用中心頻率為-0.75 MHz和-0.25 MHz本地輔助判決序列與接收信號(hào)序列進(jìn)行相關(guān)判決，第二次判決將捕獲誤差控制在±0.25 MHz范圍；以此類推，直到捕獲誤差滿足要求，如要求將捕獲誤差控制在±5 kHz范圍，需要8次迭代搜索。為方便計(jì)算令Δfmax=1.024 MHz，δf=4 kHz，如實(shí)際頻偏為Δf=1.018 MHz，使用頻率捕獲方法，需經(jīng)過(guò)8次迭代搜索，得到捕獲的載頻偏差為1.020 MHz，如圖4所示。

圖4　二叉樹(shù)折半搜索頻率捕獲

頻偏捕獲可將載頻偏差控制在一個(gè)較小的范圍內(nèi)，具體需要控制的頻率范圍根據(jù)相位誤差跟蹤要求的精度決定。要求精度越高搜索迭代的次數(shù)也越多，這可能增加頻率捕獲時(shí)間影響同步實(shí)時(shí)性。針對(duì)該問(wèn)題一般可采取并行計(jì)算的方式，即多個(gè)中心頻率序列與接收序列同時(shí)進(jìn)行相關(guān)計(jì)算后判決，盡可能縮短頻率捕獲時(shí)間。

3相位誤差跟蹤原理

相位誤差跟蹤環(huán)路在頻偏捕獲和校正之后進(jìn)行，采用的是2階科斯塔斯環(huán)(Costas)的原理，通過(guò)比較接收信號(hào)相位與理想判決相位產(chǎn)生相位誤差，誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波后進(jìn)行前饋補(bǔ)償，流程如圖5所示。

圖5　相位誤差跟蹤環(huán)

(3)

μ(n+1)=μ(n)-γ(1+ρ)e(n+1)+γe(n)

(4)

(5)

相位誤差跟蹤環(huán)輸出了相位信息的判決結(jié)果，前提是在PPM脈沖位置已知條件下，即PPM解碼已經(jīng)正確完成，另外，前導(dǎo)輔助序列的參考相位(調(diào)制相位已知)起到相位同步作用，保證了前期判決的準(zhǔn)確性。后文的仿真結(jié)果說(shuō)明，相位誤差反饋判決方法在小頻偏情況下可以獲得良好的解碼性能。

4仿真實(shí)例

4.1頻偏捕獲算法仿真實(shí)驗(yàn)

數(shù)據(jù)源說(shuō)明：1090ES擴(kuò)容信號(hào)載頻在1 089 MHz～1 091 MHz之間隨機(jī)產(chǎn)生，前導(dǎo)脈沖8 μs，數(shù)據(jù)脈沖112 μs，基帶數(shù)據(jù)隨機(jī)產(chǎn)生，信號(hào)脈沖上升沿和下降沿等參數(shù)符合ICAO標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范；擴(kuò)容信號(hào)在原有1090ES信號(hào)高電平子脈沖上進(jìn)行8PSK相位調(diào)制，前導(dǎo)輔助脈沖由8 μs前導(dǎo)脈沖和若干個(gè)數(shù)據(jù)脈沖構(gòu)成，前導(dǎo)輔助脈沖的相位調(diào)制為0，作為參考相位，擴(kuò)容信號(hào)經(jīng)過(guò)本地1 090 MHz混頻后抽取到10 MSPS。PPM信息解調(diào)采用文獻(xiàn)[13]提出的基于簡(jiǎn)化表格的多點(diǎn)判決法，并以解碼后的PPM信息作為時(shí)間同步基準(zhǔn)。加入不同數(shù)據(jù)位作為前導(dǎo)輔助脈沖，隨機(jī)產(chǎn)生100 000次信號(hào)，分別進(jìn)行頻偏捕獲算法仿真，偏差捕獲精度要求5 kHz，即迭代次數(shù)為8，統(tǒng)計(jì)仿真結(jié)果如圖6所示。data 0表示前導(dǎo)輔助脈沖不加入數(shù)據(jù)位，data 1表示加入1個(gè)數(shù)據(jù)位，data 7表示加入7個(gè)數(shù)據(jù)位，其他表示以此類推。

圖6　頻偏捕獲算法性能

加入數(shù)據(jù)位越多頻偏捕獲準(zhǔn)確率越高，但使用數(shù)據(jù)位作為輔助脈沖將損失一部分有用信息，圖6的結(jié)果表明使用4個(gè)數(shù)據(jù)位時(shí)頻偏捕獲準(zhǔn)確率已經(jīng)很高，繼續(xù)增加數(shù)據(jù)位捕獲的準(zhǔn)確率提高并不明顯，因此選擇4個(gè)數(shù)據(jù)位加入前導(dǎo)輔助脈沖是最佳選擇。

需要說(shuō)明的是，圖6的仿真結(jié)果包含了離散化精度導(dǎo)致的相關(guān)估計(jì)誤差因素，在相關(guān)度計(jì)算之前需要對(duì)接收序列進(jìn)行歸一化操作，盡可能減小離散化精度造成的估計(jì)誤差。

4.2解碼性能仿真實(shí)驗(yàn)

數(shù)據(jù)源的產(chǎn)生與實(shí)驗(yàn)(1)相同，前導(dǎo)輔助脈沖由8 μs前導(dǎo)脈沖和4 μs數(shù)據(jù)脈沖構(gòu)成。隨機(jī)產(chǎn)生100 000次信號(hào)，首先，進(jìn)行頻偏捕獲，捕獲誤差分別設(shè)置2.5kHz、5 kHz和10 kHz；然后，進(jìn)入相位誤差跟蹤環(huán)路并輸出解碼信息，仿真結(jié)果如圖7所示。

圖7　擴(kuò)容1090ES信號(hào)解碼性能

圖7的結(jié)果顯示載頻偏差小于5 kHz范圍的相位信息判決誤碼率接近于理想8PSK調(diào)制下(載頻偏差為0 kHz)的誤碼率，而捕獲后的載頻偏差為10 kHz時(shí)解碼性能將下降。因此，算法實(shí)際應(yīng)用時(shí)將頻偏捕獲精度控制在5 kHz范圍，再使用相位誤差反饋式解碼。

5結(jié)束語(yǔ)

仿真結(jié)果證明了本文提出的同步算法具有頻偏捕獲準(zhǔn)確率高、相位解碼性能好、算法復(fù)雜度低和易于工程實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，可以用于擴(kuò)容1090ES信號(hào)的同步。本文的算法是在時(shí)間定時(shí)同步準(zhǔn)確的條件下完成，定時(shí)誤差是影響1090ES擴(kuò)容信號(hào)解碼性能的重要因素，后期的研究需進(jìn)一步分析定時(shí)同步誤差的影響；另外，1 090 MHz頻點(diǎn)面臨同頻信號(hào)A/C和S模式等信號(hào)的干擾，在FRUIT和GARBLE干擾環(huán)境下同步算法的性能也有待進(jìn)一步研究和驗(yàn)證。

參 考 文 獻(xiàn)

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孫清清男，1990年生，碩士研究生。研究方向?yàn)槔走_(dá)信號(hào)處理、高速實(shí)時(shí)信號(hào)處理。

王洪男，1974年生，博士，副教授。研究方向?yàn)槔走_(dá)信號(hào)處理、ADS-B、多點(diǎn)定位、數(shù)字接收機(jī)和高速實(shí)時(shí)信號(hào)處理。

宋妍女，1991年生，碩士研究生。研究方向?yàn)槔走_(dá)信號(hào)處理高速實(shí)時(shí)信號(hào)處理。

姒強(qiáng)男 ，1973年生，博士，副教授。研究方向?yàn)槔走_(dá)信號(hào)處理、數(shù)字波形產(chǎn)生和高速實(shí)時(shí)信號(hào)處理等。

Algorithm of Carrier Frequency Synchronization of Phase Modulated 1090ES Signals Based on Preamble Pulses Aided

SUN Qingqing，WANG Hong，SONG Yan，SI Qiang

(School of Electronic Engineering, University of Electronic Science and Technology of China,Chengdu 611731, China)

Abstract：Encoding phase information on 1 090 MHz extended squitter (1090ES) signals is a promising technical method for next generation ADS-B systems，carrier frequency synchronization is the key technique for phase modulated 1090ES signals. An carrier frequency synchronization algorithm is proposed in this paper, based on frequency acquisition and phase error tracking loop, in which binary search tree method based on correlation decision between local signals and input reply signals is used to achieve frequency acquisition for large frequency offset signals and phase error tracking loop is used to achieve small frequency offset estimation and correction. The simulation results show that this algorithm can be applied to the receiver system of phase modulated 1090ES.

Key words：1090ES; phase modulated; carrier frequency synchronization; binary search tree; phase error tracking loop

DOI：10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.05.006

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金重點(diǎn)項(xiàng)目(61139003)

通信作者：孫清清Email：qingqingsunmail@163.com

收稿日期：2015-12-23

修訂日期：2016-02-22

中圖分類號(hào)：TN957

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1004-7859(2016)05-0022-04