數(shù)據(jù)位
- 面向接觸網(wǎng)狀態(tài)監(jiān)測(cè)的無線傳感網(wǎng)絡(luò)循環(huán)冗余校驗(yàn)多項(xiàng)式性能研究
6 bit 的數(shù)據(jù)位長(zhǎng)為驗(yàn)證對(duì)象，先確認(rèn)特征多項(xiàng)式位數(shù)，根據(jù)殘余誤差概率初步分析特征多項(xiàng)式性能，再通過對(duì)近似性能多項(xiàng)式位出錯(cuò)漏檢率的精確計(jì)算，最終快速、準(zhǔn)確選取更優(yōu)檢錯(cuò)性能特征多項(xiàng)式。1 殘余誤差概率計(jì)算殘余誤差概率也稱為未被檢測(cè)錯(cuò)誤概率（Un?detected Error Probability，Pue）［12］。以k為數(shù)據(jù)碼中待校驗(yàn)信息碼的位長(zhǎng)，r為校驗(yàn)位長(zhǎng)，那么含校驗(yàn)位的數(shù)據(jù)總位長(zhǎng)n=k+r。當(dāng)CRC 多項(xiàng)式校驗(yàn)數(shù)據(jù)的位長(zhǎng)不小于固有長(zhǎng)度的2r-1-1
中國(guó)鐵道科學(xué) 2023年1期2023-02-15
- 基于FPGA的人體行為識(shí)別系統(tǒng)的設(shè)計(jì)
用DMA搬運(yùn)的數(shù)據(jù)位寬必須為8的整數(shù)倍，考慮到模型識(shí)別精度和定點(diǎn)資源消耗的情況，選用8 bit、16 bit和32 bit的數(shù)據(jù)位寬作為模型運(yùn)算的數(shù)據(jù)精度，并對(duì)比不同數(shù)據(jù)位寬的模型精度和計(jì)算性能.2 HAR-CNN硬件設(shè)計(jì)2.1 系統(tǒng)架構(gòu)人體行為識(shí)別軟硬件協(xié)同加速系統(tǒng)整體框架如圖2所示，整個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)由采集并制作數(shù)據(jù)集、模型訓(xùn)練及優(yōu)化、IP核設(shè)計(jì)、FPGA驗(yàn)證以及終端顯示等模塊組成.模型開發(fā)階段，對(duì)識(shí)別模型進(jìn)行訓(xùn)練和優(yōu)化，并將量化后的權(quán)重參數(shù)和傳感器數(shù)據(jù)存入
南京信息工程大學(xué)學(xué)報(bào) 2022年3期2022-06-11
- A320飛機(jī)大氣數(shù)據(jù)的采集和計(jì)算在排故中的應(yīng)用
慣性基準(zhǔn)組件；數(shù)據(jù)位；飛機(jī)綜合數(shù)據(jù)系統(tǒng)；綜合備用儀表系統(tǒng)；主飛行顯示器Keywords：ADM；ADIRU；DATABIT；AIDS；ISIS；PFD0 引言大氣數(shù)據(jù)模塊（ADM）作為導(dǎo)航系統(tǒng)的重要部件，故障率一直偏高，且故障現(xiàn)象難以捕捉，給排故工作造成很多困擾。當(dāng)機(jī)組反映飛機(jī)高度或速度指示出現(xiàn)偏差時(shí)，通常是采用地面查看ADM精度的方式來判斷，一般會(huì)更換偏差較大的ADM。但由于缺少參考標(biāo)準(zhǔn)，導(dǎo)致排故方向不明確，排故周期較長(zhǎng)。本文從空客飛機(jī)大氣數(shù)據(jù)采集方式進(jìn)
航空維修與工程 2022年3期2022-04-28
- 數(shù)字信號(hào)處理器單粒子功能性瞬態(tài)故障預(yù)估方法研究
包括內(nèi)部存儲(chǔ)區(qū)數(shù)據(jù)位翻轉(zhuǎn)截面和各組成電路模塊的功能故障截面，其中，功能故障是電路模塊內(nèi)部寄存器翻轉(zhuǎn)等原因造成的，如功能執(zhí)行錯(cuò)誤和功能中斷等[10-12]。Joshi等在重離子環(huán)境下測(cè)量了SMJ320C6701的內(nèi)部RAM翻轉(zhuǎn)及DMA控制器、各外設(shè)接口、存儲(chǔ)區(qū)控制器和CPU的功能故障[4]；Hiemstra等在質(zhì)子環(huán)境下監(jiān)測(cè)了SMJ320C6701的內(nèi)部RAM翻轉(zhuǎn)及運(yùn)算邏輯單元和DMA控制器的功能故障[5]；王月玲等在重離子環(huán)境下記錄了國(guó)產(chǎn)DSP的內(nèi)部RAM
現(xiàn)代應(yīng)用物理 2021年3期2021-11-10
- 基于阿里云的智慧糧倉監(jiān)測(cè)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)*
類型0x31，數(shù)據(jù)位0，1為溫度值，數(shù)據(jù)位2，3為濕度值；數(shù)據(jù)位4固定值為OxFF。其中，數(shù)據(jù)位0，1通過[數(shù)據(jù)位0*256+數(shù)據(jù)位1)/100]算出空氣溫度整數(shù)部分值，數(shù)據(jù)位0，1通過[數(shù)據(jù)位0*256+數(shù)據(jù)位1)%100]算出空氣溫度小數(shù)部分值；數(shù)據(jù)位2，3通過[數(shù)據(jù)2*256+數(shù)據(jù)位3)/100]算出空氣濕度整數(shù)部分值，數(shù)據(jù)位2，3通過[數(shù)據(jù)位2*256+數(shù)據(jù)位3)%100]算出空氣濕度小數(shù)部分值。核心代碼如下：2）二氧化碳實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)。設(shè)備類型0x33
南方農(nóng)機(jī) 2021年19期2021-10-28
- 基于FPGA 的UART 串行通信參數(shù)自適應(yīng)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
據(jù)包括起始位、數(shù)據(jù)位、校驗(yàn)位與停止位，其中數(shù)據(jù)位長(zhǎng)度為5～8 bit，校驗(yàn)?zāi)Ｊ娇蛇x奇校驗(yàn)或偶校驗(yàn)，并可以選擇是否采用校驗(yàn)位，停止位長(zhǎng)度可選1 bit、1.5 bit、2 bit，采用何種數(shù)據(jù)格式將視當(dāng)前UART 鏈路傳輸要求而定。圖1 UART串行異步通信數(shù)據(jù)格式UART 通信鏈路的建立要求發(fā)送設(shè)備與接收設(shè)備具有一致的波特率與數(shù)據(jù)格式，否則會(huì)導(dǎo)致通信失敗。為了使接收設(shè)備能夠適應(yīng)來自各種不同波特率發(fā)送設(shè)備的通信鏈路，而無需事先建立波特率，很多MCU 或嵌入式
電子設(shè)計(jì)工程 2021年16期2021-08-20
- 基于DSP 曼徹斯特編解碼的過套管電纜通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)
8 位為待編碼數(shù)據(jù)位，第19 位為數(shù)據(jù)校驗(yàn)位，其作用是對(duì)3～18 位進(jìn)行數(shù)據(jù)校驗(yàn)。在曼徹斯特編碼與解碼的過程中，有如下幾個(gè)模塊：編解碼時(shí)鐘CLK、數(shù)據(jù)移位寄存器Data、位計(jì)數(shù)寄存器Count、位分頻計(jì)數(shù)器Feq、奇偶檢驗(yàn)位P。CLK 為曼碼的編解碼時(shí)鐘，時(shí)鐘速率為其數(shù)據(jù)位傳輸速率的10 倍，由于DSP 系統(tǒng)時(shí)鐘為150 MHz，而曼徹斯特碼的編碼速率為100 kbit/s，所以可用定時(shí)器對(duì)DSP 系統(tǒng)時(shí)鐘進(jìn)行150 倍分頻得到。Data 為曼碼編碼及解碼
電子設(shè)計(jì)工程 2021年8期2021-05-12
- 大位寬情況下的回滾式循環(huán)冗余校驗(yàn)算法
制，器件內(nèi)部的數(shù)據(jù)位寬也越來越寬，以以太網(wǎng)硬件為例，早期千兆以太網(wǎng)的時(shí)候，理論帶寬只有1000 Mbps，如果主頻是125 MHz的話，數(shù)據(jù)位寬只要8 bit就夠了(1000/125=8)。而現(xiàn)在100 Gbit以太網(wǎng)已經(jīng)普及，在這種情況下，即使工作頻率提升到400 MHz，數(shù)據(jù)位寬也需要增加到256 bit，才可以達(dá)到百G以太網(wǎng)的理論帶寬。CRC算法也從串行實(shí)現(xiàn)變成了并行實(shí)現(xiàn)，CRC校驗(yàn)算法可以通過遞推的方法從串行形式推導(dǎo)出并行形式[6]。查表法CRC雖
電子與信息學(xué)報(bào) 2021年4期2021-04-25
- 一種降低CORDIC算法截?cái)嗾`差的方法
誤差是由有限的數(shù)據(jù)位位寬產(chǎn)生的[5]。Tze-Yun Sung,Yi-Hsun Sung[6]對(duì)所有坐標(biāo)系下CORDIC算法的誤差都進(jìn)行了分析。包括圓坐標(biāo)系，雙曲坐標(biāo)系，線性坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)模式和矢量模式，用近似的方式給出了一個(gè)誤差的最大值。但是文獻(xiàn)主要是基于數(shù)學(xué)分析的角度，給出了近似誤差和截?cái)嗾`差的分析結(jié)果。在實(shí)際CORDIC 算法的應(yīng)用中，需要有硬件結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)和反正切、正余弦函數(shù)的計(jì)算結(jié)果，這些在文章中沒有提到。本文提出了一種降低CORDIC算法中截?cái)嗾`差
- 低誤碼率時(shí)短信息幀的CRC漏檢率定量對(duì)比分析
并說明：應(yīng)根據(jù)數(shù)據(jù)位bit數(shù)、信道誤碼率，而非CRC生成多項(xiàng)式的著名程度，去選擇適合檢錯(cuò)能力要求的CRC生成多項(xiàng)式。1 分析前提與基礎(chǔ)1.1 BSC信道與通信場(chǎng)景本文采用低誤碼率的二進(jìn)制對(duì)稱信道(Binary Symmetric Channel，BSC)作為通信信道模型，對(duì)CRC檢錯(cuò)能力(即漏檢率)進(jìn)行分析與實(shí)驗(yàn)。BSC信道的特點(diǎn)[2-3]：(1)無記憶。每個(gè)bit發(fā)生錯(cuò)誤相互獨(dú)立、概率相等。(2)對(duì)稱。每個(gè)bit從“0”錯(cuò)為“1”的概率，和從“1”錯(cuò)為“
鐵道學(xué)報(bào) 2021年1期2021-02-03
- 面向數(shù)字驅(qū)動(dòng)式硅基微顯示器的雙幀分權(quán)融合掃描
度。該方法先對(duì)數(shù)據(jù)位重新分權(quán)，使導(dǎo)通時(shí)間分散插入到閉合時(shí)間內(nèi)，然后將分權(quán)后的各數(shù)據(jù)位權(quán)值進(jìn)行雙幀融合，最后重新定義數(shù)據(jù)位的掃描順序。并根據(jù)所提出的掃描策略設(shè)計(jì)了一款面向數(shù)字驅(qū)動(dòng)式硅基微顯示器的掃描控制器。結(jié)果表明：本文提出的雙幀分權(quán)融合掃描策略可以精確調(diào)節(jié)microLED/OLED的發(fā)光亮度，提高人眼觀察到圖像顯示亮度。該掃描策略與其它掃描策略相比，掃描效率提升至93.75%，場(chǎng)頻提升至2040 Hz，掃描時(shí)鐘頻率為102.36 MHz，且同時(shí)減小了掃描數(shù)
光電工程 2020年11期2020-12-11
- 基于數(shù)字水印的“數(shù)字圖像處理”案例設(shè)計(jì)
建一個(gè)利用圖像數(shù)據(jù)位的綜合型案例。1 綜合性案例設(shè)計(jì)數(shù)字圖像數(shù)據(jù)一般為8位一個(gè)字節(jié)的數(shù)據(jù)(RGB彩色圖像每個(gè)顏色分量均可看作一個(gè)字節(jié)數(shù)據(jù))，低位在前(LSB)，高位在后(MSB)。選擇數(shù)據(jù)位的不同位來表征原始圖像特征的特定信息。如對(duì)于一幅8位二進(jìn)制數(shù)據(jù)位的灰度圖像，其中的每個(gè)比特位可以看作是一個(gè)二值的平面，也稱位平面。這樣一個(gè)8個(gè)數(shù)據(jù)位的灰度圖像可以看作是由8個(gè)二值化平面圖像即8個(gè)位平面組成，其中每一個(gè)位平面只描述原始圖像的部分信息。1.1 零水印的構(gòu)造(
無線互聯(lián)科技 2020年13期2020-11-04
- 一種基于MVI56E-MCM的冗余Modbus通信設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
參數(shù)為波特率、數(shù)據(jù)位、停止位和奇偶校驗(yàn)[4]。本例中采用波特率為9600，數(shù)據(jù)位是衡量通信中實(shí)際數(shù)據(jù)位的參數(shù)，本例采用8為數(shù)據(jù)位，停止位為1。奇偶校驗(yàn)是串口通信中一種簡(jiǎn)單的檢錯(cuò)方式，通過設(shè)置校驗(yàn)位（數(shù)據(jù)位后面的一位），用一個(gè)值確保傳輸?shù)臄?shù)據(jù)有偶個(gè)或者奇?zhèn)€邏輯高位，這樣使得接收設(shè)備可以知道這個(gè)位的狀態(tài)。以此推斷是否有噪聲干擾了通信或者是否傳輸和接收數(shù)據(jù)不同步，本例校驗(yàn)方式為無校驗(yàn)。通信雙方按照計(jì)劃好的通信參數(shù)來設(shè)置，保持了兩邊參數(shù)設(shè)置一致，如圖7所示。4 成
儀器儀表用戶 2020年8期2020-08-05
- 基于FPGA的控制算法定點(diǎn)化設(shè)計(jì)
估，選擇合適的數(shù)據(jù)位寬，使得FPGA在消耗盡量少的內(nèi)部資源時(shí)，同時(shí)滿足控制算法精度要求[3]。借助simulink中定點(diǎn)工具(Fixed-Point Tool)箱對(duì)算法模型數(shù)據(jù)動(dòng)態(tài)范圍進(jìn)行分析，并會(huì)給出其建議的數(shù)據(jù)定點(diǎn)位寬，然后人為地在其建議的數(shù)據(jù)位寬基礎(chǔ)上適當(dāng)增減位寬，使算法內(nèi)各部分既能滿足精度要求，又能使數(shù)據(jù)的位寬控制在合適的范圍內(nèi)，以實(shí)現(xiàn)在將算法部署到FPGA上時(shí)不會(huì)造成其內(nèi)部資源的浪費(fèi)[4]。1 運(yùn)動(dòng)控制算法模型介紹如圖1所示，運(yùn)動(dòng)控制算法模型主要
廣東工業(yè)大學(xué)學(xué)報(bào) 2020年3期2020-06-11
- 物聯(lián)網(wǎng)工程中GPIO模擬串口通用構(gòu)件研究
pN]);//數(shù)據(jù)位延時(shí)．}gpio_set(Uport[ioN],1);//發(fā)送停止位．delay(nop_ticks[nopN]);//停止位延時(shí)．}3.3 GPIO模擬串口構(gòu)件接收功能設(shè)計(jì)GPIO模擬串口構(gòu)件接收功能封裝成構(gòu)件：iouart_re1(uint_8uartNo)．設(shè)計(jì)按照?qǐng)D1所示的串行通信數(shù)據(jù)格式．但與發(fā)送功能比較，有3點(diǎn)不同：1)將開始位持續(xù)時(shí)間延長(zhǎng)為原來的1.5倍，保證可以在每一個(gè)數(shù)據(jù)位的中間位置讀取接收數(shù)據(jù)，避免在電平變換時(shí)刻錯(cuò)誤
昆明學(xué)院學(xué)報(bào) 2020年6期2020-02-22
- PC與單片機(jī)多機(jī)RS232串口通信設(shè)計(jì)分析
其中，波特率、數(shù)據(jù)位、奇偶校驗(yàn)位等參數(shù)十分關(guān)鍵。（1）波特率?？蓪?duì)通信速度進(jìn)行反應(yīng)，與時(shí)鐘的周期相同，但與距離呈反比，只有相似儀器中才可使用這一參數(shù)。（2）數(shù)據(jù)位?？蓪?duì)通信數(shù)據(jù)進(jìn)行體現(xiàn)，通常標(biāo)準(zhǔn)為5、7、8位，發(fā)送信息與標(biāo)準(zhǔn)值之間具有一定關(guān)聯(lián)。標(biāo)準(zhǔn)碼由7或者8位組成，在單包中最后一位是停止位，在定時(shí)時(shí)可通過傳輸線進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，因此設(shè)備時(shí)鐘不同。在通信時(shí)設(shè)備之間很難做到同步傳輸，因此差異性相對(duì)較小，此時(shí)可發(fā)揮停止位的作用，對(duì)傳輸進(jìn)行約束，停止位的數(shù)量應(yīng)得當(dāng)，
數(shù)字通信世界 2020年2期2020-01-01
- 基于三菱FX PLC的MODBUS-RTU通信協(xié)議的應(yīng)用
的設(shè)定等，其各數(shù)據(jù)位具體含義如表5所示。如果運(yùn)用通道2做Modbus通信，其相應(yīng)的參數(shù)設(shè)定為D8420，D8421，D8429，D8430，D8431，D8432，D8435，D8436，各數(shù)據(jù)位的含義與其對(duì)應(yīng)的通道1參數(shù)一樣，這里不再贅述。三菱FX系列PLC為其Modbus-RTU通信，主站讀取/寫入相應(yīng)從站數(shù)據(jù)準(zhǔn)備了一個(gè)專用指令A(yù)DPRW。ADPRW共有五個(gè)操作數(shù)，理解五個(gè)操作數(shù)的含義，按照實(shí)際需要填入相應(yīng)的數(shù)據(jù)，可以非常便捷的進(jìn)行數(shù)據(jù)交換。表2 三菱
鍛壓裝備與制造技術(shù) 2018年6期2019-01-09
- 異步串行通信協(xié)議的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
傳輸線，特別是數(shù)據(jù)位數(shù)很多和遠(yuǎn)距離數(shù)據(jù)傳送時(shí)，這一優(yōu)點(diǎn)更為突出?，F(xiàn)在流行的高級(jí)語言一般都支持對(duì)串口的直接操作，常用的單片機(jī)也把串行通訊口作為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)接口集成在單片機(jī)內(nèi)，串行通訊接口的開發(fā)具有開發(fā)周期短，開發(fā)簡(jiǎn)單等特點(diǎn)。目前異步串行通信已廣泛用于微機(jī)之間的通信、工業(yè)控制系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)采集與控制、遠(yuǎn)程數(shù)據(jù)的傳送等方面。1 串口通信的基本原理串口在嵌入式系統(tǒng)當(dāng)中是一類重要的數(shù)據(jù)通信接口，其本質(zhì)功能是作為CPU和串行設(shè)備間的編碼轉(zhuǎn)換器。當(dāng)數(shù)據(jù)從CPU經(jīng)過串行端口發(fā)送
電子制作 2018年20期2018-11-08
- 基于MSP430的四旋翼飛行器的S-BUS通信協(xié)議的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
起始位0，8位數(shù)據(jù)位，1位奇偶校驗(yàn)位（若8為數(shù)據(jù)位中有奇數(shù)個(gè)1，則奇偶校驗(yàn)位取1，若有偶數(shù)個(gè)1則奇偶校驗(yàn)位取0），2位結(jié)束位11。信號(hào)周期為14毫秒，其中前3毫秒是數(shù)據(jù)，后11毫秒是延時(shí)，置低電平。用來發(fā)送數(shù)據(jù)的3毫秒中，共發(fā)送25*(1+8+1+2)=300位數(shù)據(jù)，也就是說，每位數(shù)據(jù)（高或低電平）持續(xù)10微秒的時(shí)間。該協(xié)議有25個(gè)字節(jié)。其中第一個(gè)字節(jié)是起始字節(jié)，然后是22個(gè)包含數(shù)據(jù)的字節(jié)，最后是一個(gè)標(biāo)志字節(jié)和結(jié)束字節(jié)。起始字節(jié)中的8位數(shù)據(jù)位為111100
中小企業(yè)管理與科技 2018年11期2018-11-06
- 民航自動(dòng)轉(zhuǎn)報(bào)系統(tǒng)終端用戶接入方式淺析
驗(yàn)位、停止位、數(shù)據(jù)位、傳輸方式等，具體參數(shù)配置間下表。參數(shù)項(xiàng) 可選項(xiàng) 默認(rèn)值速率 50、75、100、150、200、300、600、1200、2400、4800、9600、14400、19200bps 300bps傳輸方式 輸入、輸出、半雙工、全雙工 全雙工碼制 2號(hào)碼、5號(hào)碼 2號(hào)碼校驗(yàn)位 奇校驗(yàn)、偶校驗(yàn)、無校驗(yàn) 無校驗(yàn)停止位2號(hào)碼：1.5 5號(hào)碼（數(shù)據(jù)位7）：1、2 5號(hào)碼（數(shù)據(jù)位8）：1 1.5數(shù)據(jù)位 2號(hào)碼：5；5號(hào)碼：7、8 5 MODEM D
數(shù)字通信世界 2018年9期2018-10-19
- 基于漢明碼和Logistic-正弦映射的圖像隱寫
把4 bit的數(shù)據(jù)位(m1,m2,m3,m4) 與3 bit的校驗(yàn)位(p1,p2,p3) 組合在一起成為7 bit的碼字.每一bit的校驗(yàn)位是由相應(yīng)的數(shù)據(jù)位決定的.漢明碼是通過校驗(yàn)位與相應(yīng)的數(shù)據(jù)位是否形成偶校驗(yàn)來檢測(cè)是否存在誤差的[8].檢測(cè)過程又稱為校驗(yàn)，所用公式為2r-1≥n或者2r-1≥k+r，其中：n是碼字的長(zhǎng)度；k是數(shù)據(jù)位的長(zhǎng)度；r是校驗(yàn)位的長(zhǎng)度，r≥2.表1顯示了數(shù)據(jù)位和校驗(yàn)位之間的關(guān)系，這里“√”表示相應(yīng)的校驗(yàn)位和數(shù)據(jù)位之間存在關(guān)系.m1、m
鄭州大學(xué)學(xué)報(bào)（理學(xué)版） 2018年3期2018-08-22
- 星載機(jī)檢錯(cuò)糾錯(cuò)模擬系統(tǒng)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
影響是使存儲(chǔ)器數(shù)據(jù)位翻轉(zhuǎn) (“1”變“0”，“0”變“1”)[2,5]。飛行記錄表明，單個(gè)高能粒子引發(fā)的單粒子翻轉(zhuǎn)導(dǎo)致大量飛行器發(fā)生故障，輕則引起衛(wèi)星各種數(shù)據(jù)錯(cuò)誤；重則導(dǎo)致衛(wèi)星執(zhí)行錯(cuò)誤指令、發(fā)生異?；蚬收希踔潦剐l(wèi)星處于災(zāi)難性局面之中。1989年10月的太陽質(zhì)子事件期間，美國(guó)TDRS-1衛(wèi)星的RAM存儲(chǔ)器記錄到239次單粒子翻轉(zhuǎn)事件?！帮L(fēng)云一號(hào)B”氣象衛(wèi)星于1990年9月發(fā)射后，星上姿控計(jì)算機(jī)多次出現(xiàn)單粒子翻轉(zhuǎn)，從而致使衛(wèi)星姿態(tài)失控、衛(wèi)星失效；美國(guó)MSTI
實(shí)驗(yàn)室研究與探索 2018年7期2018-07-27
- 基于CAN總線的新能源汽車實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)監(jiān)控平臺(tái)
號(hào)監(jiān)控功能，將數(shù)據(jù)位發(fā)生變化的報(bào)文提取出來，輔助CAN報(bào)文的解析，以便顯示需要監(jiān)控的汽車信號(hào)。1 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)此系統(tǒng)由周立功公司生產(chǎn)的USBCAN-II接口卡和一臺(tái)PC機(jī)以及用LabVIEW開發(fā)的監(jiān)控解析平臺(tái)組成，如圖1所示。車上安裝多種傳感器用來采集車輛信號(hào)，將采集的數(shù)據(jù)按照某種協(xié)議規(guī)則轉(zhuǎn)化成報(bào)文形式傳入CAN總線，通過CAN接口卡實(shí)現(xiàn)PC機(jī)與CAN總線網(wǎng)絡(luò)的連接。用戶可以通過對(duì)PC機(jī)操作實(shí)現(xiàn)與CAN總線數(shù)據(jù)的交互，對(duì)從CAN總線接收的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析處理，
汽車零部件 2018年6期2018-07-09
- 基于FPGA的1553B總線曼徹斯特編解碼器設(shè)計(jì)與實(shí)
s出現(xiàn)在隨后的數(shù)據(jù)位與同步頭電平相一致的同步頭電平中； 脈寬500 ns和1 000 ns出現(xiàn)在數(shù)據(jù)位電平中， 由正反向數(shù)據(jù)以及排列組合關(guān)系可知有8種組合。 同步頭和數(shù)據(jù)位的脈寬類型如圖3～4所示。航空兵器2018年第2期潘亮， 等： 基于FPGA的1553B總線曼徹斯特編解碼器設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)圖3曼徹斯特Ⅱ型碼同步頭脈寬類型Fig.3Pulse width types of synchronization head inManchester Ⅱ code圖4曼
航空兵器 2018年2期2018-06-19
- 一種用于FPGA的片上可配置SRAM設(shè)計(jì)
AM存儲(chǔ)器。其數(shù)據(jù)位寬、存儲(chǔ)數(shù)據(jù)的數(shù)量都是固定的。FPGA作為通用的可編程器件，應(yīng)用于各種不同數(shù)據(jù)、信號(hào)處理領(lǐng)域，可能需要存儲(chǔ)不同位寬和不同數(shù)量的數(shù)據(jù)，所以傳統(tǒng)的SRAM設(shè)計(jì)難以滿足FPGA高靈活性的需求，無法在各種不同的應(yīng)用需求下保持較高的資源利用率。本文提出了一種用于FPGA的片上可配置SRAM存儲(chǔ)器設(shè)計(jì)，可以根據(jù)用戶的需要自主配置SRAM的數(shù)據(jù)位寬和存儲(chǔ)容量，從而提高存儲(chǔ)器資源的利用效率。2 電路設(shè)計(jì)根據(jù)FPGA設(shè)計(jì)的需要，設(shè)計(jì)的可配置SRAM總?cè)萘?/div>
電子與封裝 2018年5期2018-05-25
- 采用相干OFDM技術(shù)的水聲調(diào)制解調(diào)器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
和末尾的2個(gè)元數(shù)據(jù)位（管理比特位）組成。這些元數(shù)據(jù)位分別為連續(xù)數(shù)據(jù)位和局部數(shù)據(jù)位。局部數(shù)據(jù)位提示接收器文本數(shù)據(jù)不能完全填充整個(gè)數(shù)據(jù)包，需要插入其他額外的可在接收端移除的填充數(shù)據(jù)；連續(xù)數(shù)據(jù)位將告知接收器下一個(gè)發(fā)射信號(hào)是否包含當(dāng)前發(fā)射信號(hào)的后續(xù)部分。因此，11位的額外數(shù)據(jù)必須加在局部數(shù)據(jù)的前面，以便于分辨出有效數(shù)據(jù)的長(zhǎng)度。2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果2.1 比較空氣中和水中的信號(hào)傳播離散時(shí)間基帶模型中，在空氣信道中截取長(zhǎng)度為L(zhǎng)1=60的一段信號(hào)，在水中信道中截取長(zhǎng)度為L(zhǎng)2＝3通信電源技術(shù) 2018年2期2018-04-24
- 基于GNSS-R體制的單源信號(hào)處理技術(shù)
的反射通道信號(hào)數(shù)據(jù)位校準(zhǔn)算法，依據(jù)此對(duì)反射通道實(shí)測(cè)信號(hào)進(jìn)行校準(zhǔn)，消除數(shù)據(jù)為跳變對(duì)積累結(jié)果的影響。在上述基礎(chǔ)上研究比較了長(zhǎng)碼積累與分組碼積累的性能，分析了衛(wèi)星平臺(tái)及目標(biāo)運(yùn)動(dòng)下單源信號(hào)的有效積累時(shí)間，在此基礎(chǔ)上提出了基于直達(dá)通道信息的反射信號(hào)補(bǔ)償算法，通過對(duì)實(shí)測(cè)信號(hào)處理結(jié)果表明可以有效提高信號(hào)積累峰值。GNSS-R；單源；估計(jì)；補(bǔ)償；積累GPS信號(hào)的地面到達(dá)功率較弱，大約在-153 dBW到-160 dBW之間[2]，GNSS-R體制下經(jīng)過二次散射的GPS信號(hào)電子設(shè)計(jì)工程 2017年22期2017-12-01
- 微弱GPS信號(hào)避開比特跳變的捕獲算法
大值組完全避開數(shù)據(jù)位跳變,避免導(dǎo)航數(shù)據(jù)符號(hào)跳變對(duì)相干積分值的影響。該算法在避開比特跳變的基礎(chǔ)上最大程度地提高相干積分時(shí)間,提高GPS接收機(jī)的捕獲靈敏度。仿真結(jié)果表明,該算法能有效地捕獲到載噪比(Carrier to Noise Rate,CNR)低至26dB·Hz的信號(hào),可有效提高GPS接收機(jī)的捕獲靈敏度。相干積分;比特符號(hào)跳變;非相干積分;高靈敏度0 引言在全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System,GNSS)導(dǎo)航定位與授時(shí) 2017年5期2017-09-20
- 基于翻轉(zhuǎn)位檢測(cè)的DBZP微弱GPS信號(hào)捕獲算法
算結(jié)果易受導(dǎo)航數(shù)據(jù)位翻轉(zhuǎn)影響這兩個(gè)問題。為此，本文提出了一種基于翻轉(zhuǎn)位檢測(cè)的DBZP捕獲算法，采用DBZP方法在相關(guān)運(yùn)算之前對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行分塊處理，減少了進(jìn)行FFT/IFFT的數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)，從而大大降低運(yùn)算量，同時(shí)，該算法還在相關(guān)運(yùn)算之前檢測(cè)出導(dǎo)航數(shù)據(jù)位翻轉(zhuǎn)發(fā)生的大概位置，并舍棄翻轉(zhuǎn)塊，從而避免相關(guān)運(yùn)算結(jié)果衰減。仿真結(jié)果顯示，該算法能高效的捕獲到信噪比低至-48dB的信號(hào)，可有效的提高GPS接收機(jī)的捕獲靈敏度和捕獲效率。微弱信號(hào)捕獲翻轉(zhuǎn)位檢測(cè) DBZP GPSGP電子技術(shù)與軟件工程 2017年14期2017-09-08
- 三值光學(xué)處理器的MSD數(shù)據(jù)正/負(fù)值判斷器設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
算機(jī)之一.它以數(shù)據(jù)位數(shù)眾多、數(shù)據(jù)總線可以任意分組使用和各個(gè)數(shù)據(jù)位的計(jì)算功能可以根據(jù)用戶的需要而重構(gòu)，為我們提供了計(jì)算能力強(qiáng)大的新工具[1].然而，這種計(jì)算機(jī)目前還沒有控制程序轉(zhuǎn)移的能力，這嚴(yán)重阻礙了它在智能計(jì)算方面的應(yīng)用，造成這一缺陷的根本原因在于三值光學(xué)計(jì)算機(jī)還沒有零值判斷器和正/負(fù)值判斷器，進(jìn)而不能判斷2個(gè)數(shù)值的大小或2個(gè)邏輯量是否相同.近年來，作者對(duì)這一緊迫問題進(jìn)行了研究，在理論和技術(shù)2方面取得了成功，其成果將賦予三值光學(xué)計(jì)算機(jī)進(jìn)行智能計(jì)算的基本硬件計(jì)算機(jī)研究與發(fā)展 2017年6期2017-06-23
- 一種航天型號(hào)軟件RS422接口數(shù)據(jù)通信能力的測(cè)試裝置
數(shù)據(jù)的波特率、數(shù)據(jù)位寬、校驗(yàn)位等配置信息；b.計(jì)算機(jī)發(fā)送待處理的故障數(shù)據(jù)至FPGA測(cè)試板卡，數(shù)據(jù)包括發(fā)送的數(shù)據(jù)內(nèi)容以及數(shù)據(jù)幀格式；c.待測(cè)設(shè)備發(fā)送數(shù)據(jù)的讀取是通過FPGA測(cè)試板卡處理之后發(fā)送到計(jì)算機(jī)進(jìn)行顯示。FPGA測(cè)試板卡和待測(cè)設(shè)備之間的連接接口為RS422異步串行全雙工通信接口。FPGA測(cè)試板卡建立起計(jì)算機(jī)與待測(cè)設(shè)備之間的數(shù)據(jù)通信測(cè)試，實(shí)現(xiàn)對(duì)待測(cè)設(shè)備軟件RS422接口數(shù)據(jù)通信能力的檢測(cè)。3 基于Python的上位機(jī)程序設(shè)計(jì)該裝置測(cè)試命令的發(fā)送和測(cè)試數(shù)據(jù)航天制造技術(shù) 2017年1期2017-04-10
- 一種適用于FPGA系統(tǒng)中的變速箱電路設(shè)計(jì)
，實(shí)現(xiàn)兩邊不同數(shù)據(jù)位寬的正確轉(zhuǎn)換。電路適用于在FPGA系統(tǒng)中，模塊之間或者各IP之間的數(shù)據(jù)位寬不匹配的情況下調(diào)整模塊之間的數(shù)據(jù)位寬，從而實(shí)現(xiàn)各內(nèi)部模塊之間的數(shù)據(jù)位寬匹配。仿真結(jié)果表明，以66位數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)64位數(shù)據(jù)為例，在不影響有效數(shù)據(jù)傳輸速率的情況下，可以在32個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)完成數(shù)據(jù)的無損轉(zhuǎn)換。變速箱；標(biāo)志位控制；高速串行通信；Serdes；FPGA系統(tǒng)1 引言隨著FPGA芯片的不斷升級(jí)換代，F(xiàn)PGA系統(tǒng)電路的規(guī)模越來越大，在系統(tǒng)電路中集成了各種模塊和IP，比電子與封裝 2016年10期2016-11-15
- LTE無線組網(wǎng)CPRI壓縮的應(yīng)用與影響研究
計(jì)中常用的IQ數(shù)據(jù)位寬，基于硬件應(yīng)用；IQ數(shù)據(jù)和MIMO分別帶來了一倍的數(shù)據(jù)量；8 b/10 b編碼為CPRI協(xié)議固定的編碼方式，用于數(shù)據(jù)校正；最后，CPRI協(xié)議中還預(yù)留了控制信道，占總數(shù)據(jù)量的1/16。CPRI標(biāo)準(zhǔn)提供了幀結(jié)構(gòu)和通用方法，映射CPRI幀中的IQ數(shù)據(jù)，但是并沒有嚴(yán)格的標(biāo)準(zhǔn)，供應(yīng)商實(shí)現(xiàn)了各種不同的方法。[2]結(jié)合上述傳輸速率的分析可知，CPRI壓縮的方法可以從采樣速率和IQ數(shù)據(jù)位寬著手。1.1 采樣速率壓縮從中射頻的角度，根據(jù)奈奎斯特采樣定理移動(dòng)信息 2016年12期2016-03-18
- 減少調(diào)度自動(dòng)化設(shè)備通訊串口丟包率的措施
詞：串口丟包；數(shù)據(jù)位；通訊網(wǎng)關(guān)0 引言在自動(dòng)化通訊設(shè)備中，存在著通訊網(wǎng)關(guān)、 通信接口及通信協(xié)議等一些技術(shù)設(shè)備與協(xié)議。在電力系統(tǒng)的自動(dòng)化設(shè)備的安裝及維護(hù)過程中，常常會(huì)出現(xiàn)通信協(xié)議與標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議不相符，后臺(tái)終端系統(tǒng)與通信端口不一致等情況，這種情況進(jìn)一步導(dǎo)致自動(dòng)化通訊設(shè)備在通信串口出現(xiàn)丟包現(xiàn)象，因此有必要對(duì)設(shè)備串口丟包率加以解決以便實(shí)現(xiàn)自動(dòng)化設(shè)備通訊正常。1 通訊網(wǎng)關(guān)的概念通訊網(wǎng)關(guān)主要指的是在通訊設(shè)備中實(shí)現(xiàn)端口與端口的數(shù)據(jù)對(duì)接，其主要功能是可以對(duì)上行與下行的通訊設(shè)備電子測(cè)試 2016年3期2016-03-12
- 基于相同數(shù)據(jù)位的SoC測(cè)試數(shù)據(jù)壓縮方法
00）基于相同數(shù)據(jù)位的SoC測(cè)試數(shù)據(jù)壓縮方法黃貴林（巢湖學(xué)院，安徽 巢湖 238000）隨著VLSI技術(shù)的不斷發(fā)展，集成電路所需的測(cè)試數(shù)據(jù)量也在不斷增加，給測(cè)試帶來了一系列問題，對(duì)自動(dòng)測(cè)試設(shè)備(ATE)的存儲(chǔ)容量提出了挑戰(zhàn)，有限的帶寬延長(zhǎng)了測(cè)試數(shù)據(jù)傳輸時(shí)間。為此，提出了一種針對(duì)相同數(shù)據(jù)位的測(cè)試數(shù)據(jù)壓縮及解壓算法。數(shù)據(jù)位為全0或全1的數(shù)據(jù)塊，編碼壓縮為僅為兩位的控制位和編碼位，與同類經(jīng)典方案相比，實(shí)驗(yàn)表明該方案有效提高了測(cè)試數(shù)據(jù)壓縮率，平均壓縮率達(dá)到63.5巢湖學(xué)院學(xué)報(bào) 2016年6期2016-02-08
- 廣播式自動(dòng)相關(guān)監(jiān)視機(jī)載接收組件設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
導(dǎo)位8bit，數(shù)據(jù)位112bit，112bit數(shù)據(jù)位的前5位為消息類型識(shí)別位（DF位），用于數(shù)據(jù)包的類型確認(rèn)和識(shí)別驗(yàn)證）；中間83位為ADS-B信息位，包含目標(biāo)類型、ID號(hào)、航班號(hào)、經(jīng)度、維度、速度、航向等信息；最后24位為CRC校驗(yàn)位。2 ADS-B IN組件系統(tǒng)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)2.1 ADS-B IN組件硬件架構(gòu)設(shè)計(jì)2.1.1 ADS-B 機(jī)載接收組件主機(jī)ADS-B機(jī)載接收組件主機(jī)如圖2所示，作為核心設(shè)備主要由8個(gè)子模塊組成，分別為高頻通道、ADS-B IN現(xiàn)代導(dǎo)航 2015年6期2015-12-31
- 適用于10 Gbps以太網(wǎng)物理層收發(fā)器的變速箱電路設(shè)計(jì)
時(shí)，也需要進(jìn)行數(shù)據(jù)位寬由少到多的轉(zhuǎn)變。變速箱電路就是實(shí)現(xiàn)任意數(shù)據(jù)位寬之間的轉(zhuǎn)換，來保證芯片內(nèi)各模塊之間的無縫連接與正常的數(shù)據(jù)傳輸功能[3~4]。如果根據(jù)變速箱兩側(cè)的數(shù)據(jù)輸出和輸入的數(shù)據(jù)率相等的原理，利用兩個(gè)頻率的時(shí)鐘對(duì)數(shù)據(jù)位寬直接進(jìn)行轉(zhuǎn)換，而不對(duì)兩側(cè)時(shí)鐘或者數(shù)據(jù)進(jìn)行任何的控制或者處理，則會(huì)出現(xiàn)下面兩種情況：當(dāng)變速箱數(shù)據(jù)輸出的時(shí)鐘頻率大于變速箱數(shù)據(jù)輸入的時(shí)鐘頻率，即輸出數(shù)據(jù)所用的時(shí)鐘周期小于輸入數(shù)據(jù)的寬度時(shí)，在數(shù)據(jù)位寬轉(zhuǎn)換過程中，在某個(gè)時(shí)鐘周期下，輸出數(shù)據(jù)的電子與封裝 2015年1期2015-12-05
- 一種基于串行通信接口的采樣速率測(cè)試方法
要包括起始位、數(shù)據(jù)位、校驗(yàn)位（如果使能了數(shù)據(jù)校驗(yàn)，要包括校驗(yàn)位）和停止位，幀結(jié)構(gòu)如圖2所示。圖1 SCI內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖2 SCI數(shù)據(jù)幀格式SCI在通信之前要在發(fā)送端和接收端約定好幀結(jié)構(gòu)，也就是約定好傳輸數(shù)據(jù)幀格式：（1）起始位：必須包含在數(shù)據(jù)幀中，表示一個(gè)幀的開始；（2）數(shù)據(jù)位：可選的1～8位，該位長(zhǎng)度可由編程人員指定；（3）校驗(yàn)位：如果在使能了數(shù)據(jù)校驗(yàn)時(shí)，該位必須指定；（4）停止位：可選的1～2位，該位長(zhǎng)度可由編程人員指定。為了確保數(shù)據(jù)完整性，SCI在中斷檢電子與封裝 2015年2期2015-12-05
- 高動(dòng)態(tài)GPS弱信號(hào)多級(jí)相干累加捕獲
率補(bǔ)償，同時(shí)對(duì)數(shù)據(jù)位翻轉(zhuǎn)進(jìn)行補(bǔ)償，以消除多普勒的不確定和數(shù)據(jù)位翻轉(zhuǎn)性帶來的影響，從而做到多級(jí)相干累加，克服平方損耗，實(shí)現(xiàn)衛(wèi)星信號(hào)的捕獲。1 相干-非相干捕獲對(duì)接收到的高動(dòng)態(tài)GPS弱信號(hào)，針對(duì)高動(dòng)態(tài)引起的多普勒頻移問題，首先必須分析單次積分后頻率的偏移程度和引起的相干損耗的大??；對(duì)于弱信號(hào)，必須確定非相干引起的平方損耗的大小和數(shù)據(jù)比特的翻轉(zhuǎn)問題。1.1 相干-非相干累加平方損耗對(duì)弱信號(hào)常用的捕獲方法是在相干累加的基礎(chǔ)上，為了進(jìn)一步提高信噪比，采用相干-非相干西安郵電大學(xué)學(xué)報(bào) 2015年5期2015-06-23
- 基于SEC-DED的抗SEU星載MIMO檢測(cè)算法
個(gè)LUT(N為數(shù)據(jù)位寬)[5]。且星載平臺(tái)采用的抗SEU設(shè)計(jì)會(huì)進(jìn)一步增加資源占用率。因此本文以降低乘法運(yùn)算資源占用率為切入點(diǎn)，給出一種基于SEC-DED的抗SEU乘法運(yùn)算設(shè)計(jì)，通過降低算法中數(shù)乘運(yùn)算的資源占用率來降低算法整體的資源占用率，并提高抗SEU性能。2 星載MIMO檢測(cè)算法設(shè)計(jì)SEC-DED星載MIMO檢測(cè)的乘法算法采用類SEC-DED海明校驗(yàn)碼設(shè)計(jì)，其基本原理是將有效數(shù)據(jù)按某種規(guī)律分成若干組。每組安排1個(gè)校驗(yàn)位進(jìn)行奇偶校驗(yàn)。在1個(gè)數(shù)據(jù)組中加入幾個(gè)電子技術(shù)應(yīng)用 2014年8期2014-12-10
- NAND型Flash存儲(chǔ)器總劑量效應(yīng)實(shí)驗(yàn)研究
可對(duì)被測(cè)器件的數(shù)據(jù)位翻轉(zhuǎn)、擦寫時(shí)間、擦寫功能、指令響應(yīng)及靜態(tài)電流進(jìn)行測(cè)試。NAND型Flash存儲(chǔ)器的測(cè)試方法分為刷新測(cè)試和非刷新測(cè)試。非刷新測(cè)試模式下，測(cè)試系統(tǒng)對(duì)被測(cè)器件執(zhí)行讀出操作，并進(jìn)行數(shù)據(jù)位翻轉(zhuǎn)測(cè)試。刷新測(cè)試模式下，測(cè)試系統(tǒng)對(duì)被測(cè)器件順序執(zhí)行擦除、編程和讀出操作，通過測(cè)量R/B信號(hào)低電平保持時(shí)間得到擦寫時(shí)間，通過讀出被測(cè)器件狀態(tài)寄存器的值及讀出操作來判斷擦寫功能是否失效。兩種測(cè)試模式下通過監(jiān)測(cè)被測(cè)器件R/B信號(hào)電平是否正常轉(zhuǎn)換來判斷指令響應(yīng)是否正常原子能科學(xué)技術(shù) 2014年8期2014-08-08
- 微波著陸系統(tǒng)數(shù)據(jù)信號(hào)的實(shí)現(xiàn)與應(yīng)用
輔助數(shù)據(jù)字）、數(shù)據(jù)位和校驗(yàn)位，其發(fā)播順序如圖3和圖4所示。圖1 MLS順序?qū)ε帕信c全周期信號(hào)格式圖2 全周期信號(hào)格式中的發(fā)播順序?qū)D3 基本數(shù)據(jù)字發(fā)播順序圖4 輔助數(shù)據(jù)字發(fā)播順序3 設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)3.1 前導(dǎo)碼的設(shè)計(jì)前導(dǎo)碼由載波捕獲時(shí)間、接收機(jī)基準(zhǔn)時(shí)間碼和功能識(shí)別碼組成。載波捕獲時(shí)間共占832μs，即13個(gè)碼元，通常按照全“0”碼發(fā)播。接收機(jī)基準(zhǔn)時(shí)間碼共占320μs，即5個(gè)碼元，其形式固定為11101。根據(jù)DPSK編碼方式，產(chǎn)生的信號(hào)波形如圖5所示。功能識(shí)別碼共現(xiàn)代導(dǎo)航 2014年2期2014-07-23
- 基于BIT位修正與數(shù)據(jù)疊加的快速捕獲算法*
的動(dòng)態(tài)、bit數(shù)據(jù)位周期以及接收機(jī)時(shí)鐘穩(wěn)定度等[1]。其中導(dǎo)航比特跳變限制積分周期，這個(gè)限制影響了可捕獲的信號(hào)水平。因此通過分析數(shù)據(jù)位跳變產(chǎn)生的影響，研究抑制數(shù)據(jù)位跳變的影響的算法成為關(guān)鍵。2010年，SUN K提出了兩步差分相干捕獲策略，過程比較繁瑣，運(yùn)算量增加[2]。2011年，JEON S提出一種適用于解決GNSS信號(hào)數(shù)據(jù)位跳變問題的方法，該方法通過利用兩個(gè)捕獲支路互補(bǔ)的方式來實(shí)現(xiàn)捕獲，但運(yùn)算量是常規(guī)處理算法的兩倍[3]。2013年本文作者只針對(duì)L2電子技術(shù)應(yīng)用 2014年4期2014-06-03
- 一線總線器件異步讀寫實(shí)現(xiàn)方法
將一線總線單個(gè)數(shù)據(jù)位讀寫過程中的四個(gè)關(guān)鍵時(shí)間點(diǎn)作為MCU系統(tǒng)的中斷點(diǎn)，在中斷程序中由CPU完成總線狀態(tài)位的修改，從而實(shí)現(xiàn)一線總線數(shù)據(jù)位的讀寫。該方法充分發(fā)揮了MCU系統(tǒng)外設(shè)的工作能力。在定時(shí)器的協(xié)助下，以極低的CPU占用率實(shí)現(xiàn)了一線總線的異步讀寫。1 一線總線讀寫時(shí)序18B20是工業(yè)現(xiàn)場(chǎng)廣泛采用的數(shù)字式溫度傳感器。該器件采用了一線總線技術(shù)，可以大規(guī)模地減少多點(diǎn)溫度測(cè)量系統(tǒng)中測(cè)溫傳感器的引線數(shù)量。使用基于一線總線結(jié)構(gòu)的數(shù)字式溫度傳感器DS18B20測(cè)量溫度，自動(dòng)化儀表 2014年1期2014-06-01
- 基于Nandflash陣列的高速存儲(chǔ)技術(shù)
2或DDR3,數(shù)據(jù)位寬以64位或32位為宜。(3)數(shù)據(jù)存儲(chǔ)采用Nandflash陣列為存儲(chǔ)介質(zhì),以每組8片或4片為宜,與乒乓緩存的數(shù)據(jù)位寬對(duì)應(yīng)。若以8組Nandflash組成一個(gè)存儲(chǔ)陣列(稱為存儲(chǔ)陣列A),則需要Nandflash顆粒為8×8=64個(gè),可考慮有多個(gè)存儲(chǔ)陣列,分別為存儲(chǔ)陣列B、C、D。存儲(chǔ)陣列個(gè)數(shù)以實(shí)際工程項(xiàng)目需求為主,并考慮數(shù)據(jù)的冗余及備份。(4)數(shù)據(jù)下傳采用CPCIE接口或網(wǎng)絡(luò),若采用CPCIE接口,可將存儲(chǔ)模塊視為一個(gè)CPCIE總線的外電訊技術(shù) 2013年1期2013-09-28
- 基于Verilog HDL的一種絕對(duì)值編碼器實(shí)時(shí)讀出算法＊
為了得出在每一數(shù)據(jù)位（百位、十位、一直到小數(shù)點(diǎn)后10位）上需要輸出什么數(shù)據(jù)，需要求出每個(gè)數(shù)據(jù)位權(quán)值（即次位數(shù)據(jù)為1時(shí)的值）對(duì)應(yīng)的編碼二進(jìn)制，數(shù)據(jù)位權(quán)值對(duì)應(yīng)的編碼二進(jìn)制如表 1所示。其中Decimal10_degree指的是小數(shù)點(diǎn)后第10位權(quán)值所對(duì)應(yīng)的編碼二進(jìn)制，以此類推，Hundred_degree是百位上權(quán)值所對(duì)應(yīng)的編碼二進(jìn)制。表1 各數(shù)據(jù)位對(duì)應(yīng)的編碼二進(jìn)制通過將Now_degree與各位對(duì)應(yīng)的編碼二進(jìn)制一一比較，使用狀態(tài)機(jī)得出具體實(shí)現(xiàn)各數(shù)據(jù)位上的數(shù)值：網(wǎng)絡(luò)安全與數(shù)據(jù)管理 2013年3期2013-08-15
- 基于MDBZP的C/A碼信號(hào)高靈敏捕獲算法*
越多個(gè)導(dǎo)航電文數(shù)據(jù)位的情況給出解決方案,同時(shí)考慮了多普勒效應(yīng)對(duì)碼長(zhǎng)造成的影響。仿真結(jié)果表明,此方法對(duì)低至15dB-Hz的微弱信號(hào)C/A碼信號(hào)仍有較好的捕獲能力。最后給出了不同載噪比情況下所對(duì)應(yīng)的檢測(cè)信噪比。GPS接收機(jī);微弱信號(hào)處理;粗捕獲碼;高靈敏捕獲;修改的二倍分組塊補(bǔ)零1 引 言全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System,GNSS)已經(jīng)滲透到各個(gè)領(lǐng)域,具有廣泛的應(yīng)用前景。目前,要想完成對(duì)目標(biāo)的定位,接收到的電訊技術(shù) 2013年10期2013-07-01
- 基于F P G A的異步串行通信的實(shí)現(xiàn)
信息，然后提取數(shù)據(jù)位信號(hào)。同步信號(hào)位信息提取性能的好壞直接影響到整個(gè)數(shù)據(jù)的解調(diào)質(zhì)量，甚至影響整個(gè)通信系統(tǒng)的性能[2]。傳統(tǒng)的幀設(shè)計(jì)很難做到位同步，隨著FPGA的飛速發(fā)展及Verilog語言的出現(xiàn)，用FPGA來實(shí)現(xiàn)同步信號(hào)位的提取，不僅簡(jiǎn)化了電路、縮小了體積、提高了可靠性，而且設(shè)計(jì)時(shí)的靈活性更大、保密性更好。1 通信協(xié)議及接收思路FPGA的輸入是485收發(fā)器傳輸過來的信號(hào)rxd，并不是標(biāo)準(zhǔn)的485通信協(xié)議，其幀結(jié)構(gòu)如圖1所示，其特點(diǎn)如下：圖1 輸入信號(hào)rxd科技視界 2013年3期2013-04-13
- 雙SIM卡控制芯片電路測(cè)試方法研究
為0003H，數(shù)據(jù)位為04即00100可以得知此時(shí)第2位為1，SIM卡1開始工作電源電壓為1.8V，此時(shí)設(shè)定地址為0000H，數(shù)據(jù)位為0001，此時(shí)可以分析得到復(fù)位控制寄存器工作，SIM 卡的RST 管腳信號(hào)由RSTVSL 的值控制，RSTVSL 強(qiáng)制SIM 卡1 復(fù)位引腳為0。更改數(shù)據(jù)位為0101，可以分析得到SIM卡1復(fù)位引腳為1。最后數(shù)據(jù)位為0000時(shí)SIM卡1的復(fù)位引腳和MT6302芯片的復(fù)位引腳相同。接著，繼續(xù)設(shè)定地址位為0001H，此時(shí)時(shí)鐘控制河南科技 2012年23期2012-12-19
- 基于傳感網(wǎng)絡(luò)的停車場(chǎng)后臺(tái)管理軟件的設(shè)計(jì)
要的是波特率、數(shù)據(jù)位、停止位還有校驗(yàn)位，進(jìn)行通信的端口必須要匹配這些重要參數(shù)。波特率是一個(gè)衡量通信速度的參數(shù)，表示每秒鐘傳送多少位數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)位是衡量通信中數(shù)據(jù)位的個(gè)數(shù)。停止位表示單個(gè)周期的最后一位，通常為1，1.5和2。校驗(yàn)位表示通信中的檢錯(cuò)方式，在上位機(jī)與單片機(jī)中一般不進(jìn)行校驗(yàn)。軟件初始設(shè)置時(shí)，為了匹配匯聚節(jié)點(diǎn)的串口通信設(shè)置，把串口的參數(shù)初始化為：波特率57600，數(shù)據(jù)位8位，停止位1位，校驗(yàn)位無。編程工具使用Visual C++6.0。為了實(shí)時(shí)查看串口科技視界 2012年10期2012-07-05
- 導(dǎo)航系統(tǒng)異步串口通信協(xié)議參數(shù)智能檢測(cè)算法研究
。由于波特率、數(shù)據(jù)位長(zhǎng)度、校驗(yàn)方式、停止位長(zhǎng)度以及數(shù)據(jù)編碼方式的多樣化，現(xiàn)行導(dǎo)航設(shè)備常用的通信參數(shù)組合達(dá)上千種[2]。若采用人工窮舉檢測(cè)的方法速度慢，效率低，需要大量數(shù)據(jù)的支持。所以迫切需要應(yīng)用能夠自動(dòng)、迅速、高效地檢測(cè)通信參數(shù)的分析方法。1 算法背景異步串口通信是以字符幀為基本單位傳送數(shù)據(jù)信息的，協(xié)議規(guī)定了字符幀被傳送的波特率與字符幀的格式，見圖1。圖1 字符幀被傳遞的波特率與字符幀的格式字符幀按一定的波特率被傳送，波特率是單位時(shí)間內(nèi)傳送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)的比船海工程 2012年5期2012-01-22
- 基于FPGA的UART設(shè)計(jì)
單位由開始位、數(shù)據(jù)位、校驗(yàn)位、停止位組成（其中校驗(yàn)位可供選）。圖1 異步串口傳輸格式Fig.1 Asynchronous serial transmission format發(fā)送或接收一個(gè)完整的字節(jié)信息，首先是一個(gè)作為起始位的邏輯“0”位，接著是8個(gè)數(shù)據(jù)位，然后是停止位邏輯“1”位，數(shù)據(jù)線空閑時(shí)為高或“1”狀態(tài)。在字符的8位數(shù)據(jù)部分，先發(fā)送數(shù)據(jù)的最低位，最后發(fā)送最高位。每位持續(xù)時(shí)間是固定的，由發(fā)送器本地時(shí)鐘控制，每秒發(fā)送的數(shù)據(jù)位個(gè)數(shù)，即為“波特率”。起始位電子設(shè)計(jì)工程 2012年16期2012-01-15
- 基于FPGA的UART設(shè)計(jì)
部分：起始位、數(shù)據(jù)位、校驗(yàn)位和停止位。起始位在一個(gè)字符中占一位，并且必須為0，表示字符的開始；起始位后面是數(shù)據(jù)位，一般為5至8位，由串行通信的初始化程序設(shè)定，數(shù)據(jù)的排列方式是低位在前，高位在后。數(shù)據(jù)位后面是校驗(yàn)位，該位可根據(jù)實(shí)際需要可選可不選；一個(gè)字符的最后是停止位，該位必須存在，表示一個(gè)字符的結(jié)束。停止位可以是1位、1.5位或2位。異步通信的這種由起始位開始，停止位結(jié)束所構(gòu)成的一串二進(jìn)制數(shù)即為幀，從微觀來看，異步通信時(shí)一位一位的傳輸?shù)?，從宏觀來看，又是一中國(guó)新技術(shù)新產(chǎn)品 2011年7期2011-05-12
- 一種通用的NAND Flash參數(shù)識(shí)別方法
Flash的數(shù)據(jù)位寬。(3)識(shí)別Page大小和Spare區(qū)大小。(4)識(shí)別每個(gè)Block中包含多少個(gè)Page。(5)識(shí)別NAND Flash包含的Block總數(shù)。(6)不斷調(diào)整速度測(cè)試，查找該NAND Flash比較穩(wěn)定的高速頻率。1.1 設(shè)置慢速Timing每個(gè)NAND Flash都有其最小Timing間隔，如圖 1所示［2］。圖1 NAND Flash的最小Timing間隔示意圖NAND Flash一般只限定最小時(shí)間，沒有限定最大時(shí)間，所以當(dāng)各部分T電子科技 2011年6期2011-04-23
- 多機(jī)通信模式在通信系統(tǒng)中的應(yīng)用
位起始位+9位數(shù)據(jù)位+校驗(yàn)位(可選)+1或2個(gè)停止位。其中第9位(RXB8)表征該幀是地址幀還是數(shù)據(jù)幀。當(dāng)幀類型表征位為“1”時(shí)，表示該幀數(shù)據(jù)為一個(gè)地址幀;當(dāng)幀類型表征位為“0”時(shí)，表示這個(gè)幀為一個(gè)數(shù)據(jù)幀。此外，也可以在編程時(shí)，用8位數(shù)據(jù)位+奇偶校驗(yàn)位的數(shù)據(jù)幀格式來代替9位數(shù)據(jù)位+無奇偶校驗(yàn)位的數(shù)據(jù)幀格式［1］。2 多機(jī)通信的操作流程對(duì)于一個(gè)作為主機(jī)的處理器，可以使用9位數(shù)據(jù)幀格式。如果傳輸?shù)氖且粋€(gè)地址幀就將第9位(TXB8)置1，如果是一個(gè)數(shù)據(jù)幀就將它清電子科技 2011年7期2011-03-20
- 一種基于海明碼的FLASH文件系統(tǒng)的校驗(yàn)編碼方法
為P1-P6,數(shù)據(jù)位為D1-D26,從高到低依次排列如表1所示:表1 擴(kuò)展海明碼的位排列擴(kuò)展海明碼的數(shù)據(jù)存貯效率很高,但文件系統(tǒng)在編碼和解碼時(shí)要在26位和32位間進(jìn)行轉(zhuǎn)換,轉(zhuǎn)換的工作量較大;數(shù)據(jù)校驗(yàn)中用到了大量邏輯運(yùn)算,對(duì)用軟件實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)校驗(yàn)工作的常見移動(dòng)設(shè)備的存取效率有一定影響。另外,大容量的FLASH容易出現(xiàn)單個(gè)位錯(cuò)誤,對(duì)于重要的數(shù)據(jù)來說,每32位只允許出錯(cuò)1位,安全性還有待提高。鑒于這種情況,本文基于海明碼,提出一種二次校驗(yàn)策略,并在此基礎(chǔ)上提出二次校長(zhǎng)江工程職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)報(bào) 2011年1期2011-02-11
- 基于FPGA的UART通信接口電路設(shè)計(jì)
模式不夠靈活，數(shù)據(jù)位數(shù)固定、通信的波特率一般限制在幾個(gè)固定的數(shù)值，可擴(kuò)展性較小。FPGA是在傳統(tǒng)PAL、GAL等可編程器件的基礎(chǔ)上進(jìn)一步發(fā)展的產(chǎn)物，其使用非常靈活，同一片F(xiàn)PGA通過不同的編程數(shù)據(jù)可以產(chǎn)生不同的電路功能［4－6］。隨著 FPGA技術(shù)的突飛猛進(jìn)，其在通信系統(tǒng)、數(shù)據(jù)處理、網(wǎng)絡(luò)通信、儀器儀表、工業(yè)控制、軍事和航空航天等眾多領(lǐng)域得到越來越廣泛的應(yīng)用?，F(xiàn)有RS232標(biāo)準(zhǔn)對(duì)接口的電氣特性做了規(guī)定，但對(duì)連接的具體協(xié)議并不做詳細(xì)規(guī)定，故用戶可根據(jù)需求建立自山西焦煤科技 2011年8期2011-01-17
- 奇偶校驗(yàn)法在二進(jìn)制編碼器刀架換刀控制中的應(yīng)用
測(cè)的有效二進(jìn)制數(shù)據(jù)位和一個(gè)二進(jìn)制位(校驗(yàn)位)組成。在傳輸數(shù)據(jù)過程中奇偶校驗(yàn)對(duì)單個(gè)(或奇數(shù)個(gè))錯(cuò)誤而言檢錯(cuò)效果是非常有效的。但它只能檢出位錯(cuò)而無法糾正位錯(cuò)。因此,它通常用于對(duì)傳輸數(shù)據(jù)的正確與否的有效檢測(cè)[1]。1 奇偶校驗(yàn)的原理奇偶校驗(yàn)的原理是利用計(jì)算機(jī)內(nèi)一種特殊計(jì)算奇偶性運(yùn)算規(guī)則:1+1=0,1+0=1,0+1=1,0+0=0,在傳出數(shù)據(jù)中對(duì)一個(gè)有效的二進(jìn)制數(shù)據(jù)位外再添加一位便于檢測(cè)差錯(cuò)的校驗(yàn)位,而數(shù)據(jù)接收方則通過檢測(cè)該校驗(yàn)位用來驗(yàn)證發(fā)送方在數(shù)據(jù)傳輸過程中上海電氣技術(shù) 2010年2期2010-09-13
- 超級(jí)緊組合中弱GPS信號(hào)跟蹤算法
s的GPS導(dǎo)航數(shù)據(jù)位引起的相位跳變，從而防止相關(guān)積分時(shí)間內(nèi)的能量損失，提高估計(jì)精度。擦除可以在有輔助或先驗(yàn)知識(shí)的情況下進(jìn)行，但是輔助數(shù)據(jù)必須被及時(shí)傳輸至接收機(jī)，這就必須增加成本;先驗(yàn)知識(shí)又因?yàn)椴荒艽_定何時(shí)廣播導(dǎo)航數(shù)據(jù)改變，所以不可靠。因此本文提出一種基于能量估計(jì)的位合并數(shù)據(jù)擦除算法。通過仿真，驗(yàn)證了本算法可以在不需要數(shù)據(jù)位的先驗(yàn)知識(shí)和輔助的情況下，能有效地克服導(dǎo)航數(shù)據(jù)信息影響，提高超級(jí)緊組合系統(tǒng)的弱信號(hào)跟蹤能力和精度。1 超級(jí)緊組合結(jié)構(gòu)基于軟件的超級(jí)緊組合電光與控制 2010年8期2010-08-05
- 基于有限狀態(tài)機(jī)的1553B總線解碼器設(shè)計(jì)
ift1檢測(cè)到數(shù)據(jù)位的前半部分，Shift2檢測(cè)到數(shù)據(jù)位的后半部分，PARITY1檢測(cè)到奇偶校驗(yàn)位的前半部分，PARITY2檢測(cè)到奇偶校驗(yàn)位的后半部分。在各個(gè)狀態(tài)中，又根據(jù)其余輸入信號(hào)的具體情況決定下一步應(yīng)該轉(zhuǎn)入哪一狀態(tài)和當(dāng)前狀態(tài)各項(xiàng)輸出值應(yīng)為多少。首先我們來分析信息傳輸當(dāng)中可能出現(xiàn)的脈沖寬度及采樣點(diǎn)數(shù)。以同步頭為例，同步頭有“01”和“10”兩種情況，如果結(jié)合同步頭后的數(shù)據(jù)位來考慮的話，應(yīng)該有如圖2所示的4種不同情況，如果檢測(cè)到的同步頭類型不是以下4種，電子測(cè)試 2010年12期2010-06-20
- 采用相干OFDM技術(shù)的水聲調(diào)制解調(diào)器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)