單潮龍，稽　斗，劉　穎，汪小娜（海軍工程大學(xué)電氣工程學(xué)院，武漢 430033）

?

一種軟開關(guān)斬波器低頻段傳導(dǎo)干擾建模仿真

單潮龍，稽斗，劉穎，汪小娜
（海軍工程大學(xué)電氣工程學(xué)院，武漢 430033）

摘要：本文基于實驗測量的器件參數(shù)及系統(tǒng)寄生參數(shù)，建立了掛接在直流電網(wǎng)的一個軟關(guān)斷斬波器的Simulink傳導(dǎo)干擾分析模型，通過時域Simulink仿真得到系統(tǒng)的LISN輸出電壓波形及低頻段（0～150 kHz）傳導(dǎo)干擾計算結(jié)果，與實測結(jié)果比較吻合。研究發(fā)現(xiàn)總傳導(dǎo)干擾呈現(xiàn)為在開關(guān)頻率整數(shù)倍處出現(xiàn)較大值的規(guī)律，總體趨勢是傳導(dǎo)干擾自30 kHz起隨頻率增加而增加。而差模干擾隨頻率增大而減小，共模干擾隨頻率增大而增大。故可認為該系統(tǒng)的主要傳導(dǎo)干擾是共模干擾。

關(guān)鍵詞：關(guān)斷斬波器Simulink仿真?zhèn)鲗?dǎo)干擾

0　引言

斬波器（DCDC）工作時，其中的電力電子器件在高頻信號控制下的開關(guān)作用不可避免地會產(chǎn)生很高的du/dt和di/dt，雖然可以采用軟開關(guān)技術(shù)減少關(guān)斷時的di/dt，但仍然會產(chǎn)生嚴重的傳導(dǎo)干擾和輻射干擾問題，且由于斬波器體積越來越小，其高頻寄生參數(shù)的影響較大，會在輸出電壓電流中產(chǎn)生高頻振蕩，還會產(chǎn)生對電機負載不利的共模干擾。

現(xiàn)有一些文獻對DCDC裝置傳導(dǎo)EMI進行了研究。文獻［1］利用基于PEEC法的InCa軟件提取印刷線路板的寄生參數(shù)，并采用Saber計算PFC斬波器的傳導(dǎo)干擾，其計算的頻譜只有部分頻段吻合。文獻［2］根據(jù)儲能電荷效應(yīng)建立了二極管、IGBT等含受控源模型，采用電路級仿真軟件SPICE2分析了一個隔離斬波器，其計算的頻譜也只有部分頻段（1～2 MHz）吻合。文獻［3］采用頻域等效電路法研究了PFC升壓斬波器，避免了費時的時域仿真過程，但存在難以確定干擾傳播途徑的寄生參數(shù)等問題。文獻［4］采用Matlab/ Simulink工具分析了一個帶電機負載CCM軟開關(guān)斬波器，給出了輸出電壓和電機轉(zhuǎn)速波形。文獻［5］討論了兩相兩重斬波器主電路電磁兼容設(shè)計，對本文的研究都有一定的參考價值。對于本文所涉及的軟關(guān)斷斬波器的研究文獻較少，對此進行研究有助于我們深入理解直流電網(wǎng)的EMC特性以及找到有效的傳導(dǎo)EMI抑制措施增強系統(tǒng)的EMC性能。

直流電網(wǎng)掛接一個斬波器系統(tǒng)，由于要考慮直流電纜寄生參數(shù)、斬波器的寄生參數(shù)和非線性負載等因素，情況比較復(fù)雜，因此研究有一定難度。本文第一部分介紹了傳導(dǎo)干擾測量試驗設(shè)置，第二部分討論了器件參數(shù)測量和模型建立，重點研究了負載電阻箱及直流電纜模型的建立，第三部分為時域Simulink建模及傳導(dǎo)EMI分析，建立了系統(tǒng)的Simulink模型，利用仿真計算出的LISN輸出電壓的時域波形，進行FFT得到0～150 kHz低頻段的傳導(dǎo)EMI，與實測比較，結(jié)果吻合。最后給出了這種斬波器掛接于直流網(wǎng)系統(tǒng)傳導(dǎo)干擾的一些特征。

1　傳導(dǎo)干擾測量實驗設(shè)置

實驗系統(tǒng)構(gòu)成如下：

1）單相可控整流電源：考慮到實驗方便性，該電源采用隔離變壓器、自耦變壓器及整流模塊構(gòu)成，直流電壓0-530V；

2）HG-IGC2.7型軟關(guān)斷IGBT10 kW斬波器1臺，如圖1所示，輸入直流38～380V，輸出直流22～220V，IGBT容量50 A/500V，開關(guān)頻率fs=15 kHz，R1=6 Ω，R2=75，C=0.47 μF，τ1=R1C ≈ 2.8 μs＜τ2=R2C ≈ 35 μs，占空比D=0.18；

3）負載為100歐姆10 kW電阻箱一臺；

4）直流電纜2根，10mФ4多股導(dǎo)線；

5）LISN 2個，20 A，230V，50 μF/50 Ω，在指定的頻段里具有規(guī)定的阻抗特性；

6）地平面：3mm厚鋁板，1.8m×1.4m。

圖1　軟開關(guān)斬波器電路

參照GJB151、CISPR等對EMC測量接地的要求，在實驗臺上放置了一個1.8m×1.4m鋁制的大平板作為參考地平面，LISN直接放置在該平面上，測量儀器與地平面絕緣，而逆變器散熱片、電機機殼、LISN地均用電纜聯(lián)于地平面，以提供一個安全的保護地，整個傳導(dǎo)干擾測量實驗布置如圖2所示。

圖2　傳導(dǎo)干擾測量實驗布置

圖3　實測斬波器輸出電壓

圖4　實測LISN輸出電壓波形

實驗測得的斬波器輸出電壓如圖3所示，可見斬波器以軟關(guān)斷方式工作。LISN輸出電壓波形如圖4所示，斬波器工作時的總傳導(dǎo)干擾頻譜如圖5所示，可見整體趨勢是隨頻率增大傳導(dǎo)干擾也增大，并且在15 kHz的整數(shù)倍點處有較大的干擾出現(xiàn)。

2　器件參數(shù)測量及模型建立

測量儀器采用Agilent4294A PRECISION IMPEDANCE ANALYZER（高精度阻抗分析儀），帶寬40Hz～110 MHz，儀器內(nèi)建5種等效電路模型，如圖6所示。

2.1電阻箱阻抗參數(shù)測量

圖7為電阻箱示意圖，C1為滑動端對殼體的寄生電容，C2-C5為內(nèi)部電阻線圈對地的部分寄生電容，C6為殼體對地的寄生電容。

圖5　測量的0～150kH總傳導(dǎo)干擾

圖6　儀器內(nèi)建5種等效電路模型

圖7　電阻箱示意圖

高頻段電阻箱呈現(xiàn)較為復(fù)雜的阻抗特性，實測如圖8（a）所示，有多個諧振點，可以采用多級RLC π形電路級聯(lián)來等效，如圖9所示。仿真得到1 M～10 MHz阻抗特性如圖8（b）所示，與實測部分吻合。圖中RLC Block1-4參數(shù)相同，R=15 Ω，L=0.221 mH，其他參數(shù)為Rp=60 Ω，Cp=21pF，R1=55 Ω，C1=190 pF，R2=35 Ω，C2=28 pF，R3=35 Ω，C3=33pF，RL2=22 Ω，L2=0.39 mH。

圖8　高頻段電阻箱阻抗特性

圖9　RLC π形電路級聯(lián)等效電路

2.2用于軟關(guān)斷的6 Ω/100 W電阻測量

如圖10為測量的和采用模型D（R1=6.11974Ω，C1=179.257 mF，L1=1.62732 μH）仿真的40～10 MHz頻段阻抗特性，基本吻合。

2.3斬波器直流側(cè)大電容模型及阻抗測量

圖1中斬波器電源側(cè)電容C1標(biāo)稱值為1000 μF/450V，該電容器高頻等效電路模型采用RLC串聯(lián)模型等效，等效阻抗為Zc=R1+ jωL1+1/ （jωC1）。 其中R1較小，這些參數(shù)可以通過阻抗特性推算出來。

如圖11所示為測量得到的0～1 MHz的阻抗特性，可算得：R1=55.644mΩ，C1=1.49247 mF，L1=521.14 nH。

圖10　軟關(guān)斷支路電阻阻抗特性

圖11　直流側(cè)大電容阻抗特性

2.4地線阻抗測量

地線長約13m，測量阻抗特性采用模型D計算的參數(shù)為：C1=4.04546F，R1=47.6638mΩ，L1=17.115 μH。

2.5DC電纜模型及參數(shù)測量

由于實驗中電纜長度較長，單根DC電纜長約10 M，其電纜阻抗及寄生參數(shù)不能忽略，根據(jù)實測的阻抗頻率特性發(fā)現(xiàn)，在大部分頻率下，阻抗角接近于90o，因此，可以將單根直流電纜近似地等效為RL串聯(lián)支路，由此算出等效RL串聯(lián)支路電阻R≈0.09 Ω和電感L≈16 nH。實際測量時，用阻抗分析儀同時測量2根直流電纜短路連接的參數(shù)，測出的值除以2就得到單根電纜的數(shù)值，這樣的好處是利用2根電纜上的電流方向相反可以消除互感的影響。

3　系統(tǒng)Simulink建模及低頻段傳導(dǎo)EMI分析

對DC供電系統(tǒng)掛接一個斬波器進行傳導(dǎo)EMI分析，目的是要得到LISN輸出的頻譜。根據(jù)前面測量的參數(shù)，可以建立系統(tǒng)Simulink模型進行時域仿真，計算出LISN輸出的時域電壓波形y（t），然后再進行FFT得到傳導(dǎo)干擾頻譜。在計算頻譜的時候，需要考慮頻譜儀6dB測量帶寬的影響，對本文考慮0～150 kHz的頻率范圍，6dB測量帶寬BW為1.2 kHz。為此用Matlab語言編制了一個相應(yīng)的程序來計算測量帶寬的影響。假設(shè)已計算出LISN輸出電壓的頻譜為Y（kf1），k=1，2，…，n，n為0～150 kHz頻段內(nèi)FFT計算出的點數(shù)，f1為解析頻率，采樣頻率為fs=1/TskHz，Ts為時域計算步長。換算后每一步頻率點上的值等于原來在一個BW頻帶上所有的點數(shù)值之和，可以表示如下：

式中f為換算后對應(yīng)的頻率，f=BW/2+k*BW，k=1，2，…，fstop/BW，fstop為最高頻率。除了頻譜儀測量帶寬以外，探頭及衰減器的影響也要考慮，本實驗采用的衰減器衰減值為20 dBμV，未用探頭。

3.1系統(tǒng)Simulink建模

根據(jù)前面有關(guān)的器件模型及所測參數(shù)建立了DC電網(wǎng)掛接一個斬波器的Simulink仿真低頻段模型，如圖12所示，整個系統(tǒng)模型由直流電源、直流電纜模型、2個LISN、斬波器、負載電纜模型和電阻箱模型構(gòu)成。斬波器載頻15 kHz，占空比0.18，由于采用離散化算法仿真，因此IGBT選用Simulink中具有離散化模型的IGBT萬用橋的一個臂來實現(xiàn)，IGBT導(dǎo)通電阻Ron=0.5 Ω，正向?qū)妷篣f=0.5V，開通時間Tf=0.2 ms，關(guān)斷時間Tg=1 ms，用于軟開關(guān)的二極管也采用二極管萬用橋的一個臂來實現(xiàn)，圖中斬波器散熱片對地寄生電容C1=8.5 nF，C2=75 pF為電阻箱機殼對地寄生電容。實驗用的直流電源為整流電源，直流電源輸入電壓150V，與其他設(shè)備均置于同一實驗室。因LISN的隔離直流電源受到交流電網(wǎng)的干擾設(shè)備的影響很小，因此這里直接使用直流電源實現(xiàn)，仿真算法采用定步長離散化算法，考慮到需要計算到10 MHz頻譜，根據(jù)香農(nóng)定律，采用的步長TS=1/20 MHz=50 ns。

圖12　DC供電系統(tǒng)Simulink建模

圖13　LISN輸出的電壓波形

3.20～150 kHz低頻段傳導(dǎo)EMI分析

按照上述的Simulink建模進行仿真的得到LISN輸出的電壓波形如圖13所示，與圖4實測電相比，電壓正負范圍及高頻振蕩情況基本一致，通對FFT得到從LISN輸出的總傳導(dǎo)EMI頻譜如圖14所示（已考慮1.2Hz的 6 dB測量帶寬），可見干擾頻譜呈現(xiàn)在15 kHz整數(shù)倍處出現(xiàn)較大值的規(guī)律。大體趨勢是：開始傳導(dǎo)干擾隨頻率增加而減小，而后自30 kHz起隨頻率增加而增加，與圖5實測LISN得到的總EMI頻譜比較，可見仿真結(jié)果在25 kHz以上頻段與測量結(jié)果吻合很好，證明所建立的仿真模型是正確的以及低頻段采用Simulink仿真是可行的。在15 kHz整數(shù)倍以外的頻率點上，仿真與實測有誤差，主要是因為直流電網(wǎng)的背景干擾造成的。

另外，從2個LISN輸出電壓的時域值還可計算出差模、共模傳導(dǎo)干擾，如圖15、圖16所示?？梢姡?5 kHz以上的頻段，CM EMI明顯高于DM EMI，在135 kHz點，兩者最大相差達31 dBμV。在15 kHz開關(guān)頻率，差模EMI有一個最大值出現(xiàn)，而共模EMI也較大，使得總傳導(dǎo)EMI在該頻率出現(xiàn)了一個較大的數(shù)值80.5bBμV。

圖14　仿真及實測的總傳導(dǎo)EMI頻譜對比

圖15　共模EMI

差模較小的原因是直流側(cè)有一個很大的電容，斬波器產(chǎn)生的干擾被電容較大幅度地抑制了，但是由于存在各種各樣的寄生電容，使得高頻干擾電流可以通過地流回到直流電源，使得高頻段共模干擾較大，且由于隨頻率增大差模減小而共模增大，整體上系統(tǒng)共模傳導(dǎo)EMI大于差模傳導(dǎo)EMI，因此可以認為該系統(tǒng)的傳導(dǎo)干擾主要是共模傳導(dǎo)干擾。

圖16　差模EMI

4　結(jié)論

本文基于實驗測量得到的器件參數(shù)，建立了直流電網(wǎng)掛接一個斬波器的Simulink模型，通過時域仿真得到系統(tǒng)的傳導(dǎo)干擾計算結(jié)果，與實測進行比較結(jié)果吻合很好，表明測量的參數(shù)及建立的模型是準(zhǔn)確的，所采用的方法是可行的。研究發(fā)現(xiàn)總干擾頻譜呈現(xiàn)為在開關(guān)頻率整數(shù)倍處出現(xiàn)較大值的規(guī)律，總體趨勢是總傳導(dǎo)干擾自30 kHz起隨頻率增加而增加，而差模隨頻率增大而減小，共模隨頻率增大而增大，因此可以認為低頻段該系統(tǒng)的傳導(dǎo)干擾主要是共模干擾。研究發(fā)現(xiàn)，對于高頻段的傳導(dǎo)干擾分析，時域Simulink法建模仿真得到的結(jié)果精度較差，通常較多采用頻域等效電路法進行建模分析，今后要進一步研究。

參考文獻：

［1］Wei Zhang，et al.Conducted EMI analysis of a BOOST PFC circuit，APEC'97，pp223- 229.

［2］E.Laboure，et al.Accurate simulation of conducted interference in isolated DC to DC converters regarding to EMI standards，IEEE’1996，pp1973-1978.

［3］J.C.CREBlER et al.A new method for EMI study in boost derived PFC rectifiers，IEEE PE，1999，pp855-860.

［4］C.Benin，Dr.Sasikumar.simulation and analysis of soft-switching CCM boost converter with high power applications，IOS J.of Enfineering，2012，Vol.2（2）：.203- 206

［5］唐軍，夏云非.兩相兩重斬波器主電路電磁兼容設(shè)計與測試研究［J］.通信電源技術(shù)，2013，30（4）：7-10.

Modeling and Simulation of Conducted EMI for A Soft-switching Rectifier in Low-frequence Band

Shan Chaolong，Liu Yin，Ji Dou，Wang Xiaona
（College of Electrical engineering，Naval University of Engineering，Wuhan 430033，Hubei，China）

Abstract:Based on the measured parameters of devices and parasitic parameters of system，the conducted EMI Simulink model of a soft-switch rectifier system hanging on DC power supply network is established.The simulation conducted EMI of the simulation is in agreement with the result of the experimental measurement.It is found that the total EMI spectrum feature of the rectifier system appears to be larger value at the integer multiple of switch frequency and its EMI is increasing with the frequency when frequency is greater than 30 kHz.DM EMI is decreasing with the frequency.CM EMI is increasing with the frequency.So，it is believed that main conducted EMI of the system is CM EMI.

Keywords:soft-switching rectifier； Simulink simulation； conducted EMI

中圖分類號：TM561

文獻標(biāo)識碼：A

文章編號：1003-4862（2016）06-0009-06

收稿日期：2016-03-29

作者簡介：單潮龍（1964-），男，教授。研究方向：電工理論與電磁兼容。