王　磊，郭　瑞，楊玉崗

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島125105）

光伏微逆變器前級(jí)磁集成高增益直流變換器研究

王磊，郭瑞，楊玉崗

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島125105）

針對(duì)光伏微逆變器需要高增益Boost變換器的要求，為了提高傳統(tǒng)Boost變換器電壓增益，降低開關(guān)管電壓應(yīng)力，減小變換器損耗，提出了一種新型磁集成開關(guān)電感/開關(guān)電容單元Boost變換器，該變換器具有較高電壓增益和低電壓應(yīng)力。并針對(duì)開關(guān)電感單元含有多個(gè)分立電感，導(dǎo)致變換器體積增大且輸出電流紋波惡化的問題，利用平面磁集成技術(shù)對(duì)開關(guān)電感進(jìn)行耦合設(shè)計(jì)，有效降低了變換器電感電流紋波，提高了轉(zhuǎn)換效率。制作了1臺(tái)原理樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了理論分析的正確性。

高增益；磁集成開關(guān)電感；開關(guān)電容；Boost變換器

引言

近年來發(fā)展的應(yīng)用于分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)的微逆變器結(jié)構(gòu)多采用兩級(jí)式結(jié)構(gòu)，其前級(jí)DC-DC模塊實(shí)現(xiàn)光伏電池輸出電壓等級(jí)提升以滿足后級(jí)逆變需要，后級(jí)DC-AC模塊實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)功能。光伏電池長期工作在戶外，其輸出電壓波動(dòng)大，因此研究具有寬輸入適應(yīng)性、高增益穩(wěn)定性Boost變換器，滿足光伏系統(tǒng)寬輸入電壓范圍內(nèi)保持輸出電壓穩(wěn)定性，同時(shí)將輸出電壓拉升到滿足并網(wǎng)所需較高母線電壓等級(jí)要求就顯得尤為迫切和重要。

很多學(xué)者研究光伏系統(tǒng)高增益直流變換器，文獻(xiàn)［6］提出耦合電感和電荷泵級(jí)聯(lián)的方式實(shí)現(xiàn)較大電壓增益，然而隨著增益提高，電感匝數(shù)的增加會(huì)帶來較大漏感問題，同時(shí)電感較難耦合，會(huì)降低變換器的效率；文獻(xiàn)［7］提出了采用開關(guān)電感的方式，減小了單個(gè)電感的體積，提高了效率，但文獻(xiàn)中只是對(duì)傳統(tǒng)變換器電感進(jìn)行簡單的替換，并沒有對(duì)開關(guān)電感進(jìn)行磁集成耦合設(shè)計(jì)，并且電壓增益仍然很有限；文獻(xiàn)［8］采用耦合電感和開關(guān)電容級(jí)聯(lián)以實(shí)現(xiàn)Boost變換器的增益提高，但電壓增益依然有限，并不能滿足微逆變器的前級(jí)DC-DC變換器高增益的要求；文獻(xiàn)［9］采用了Boost多電平方案，但較多的電平數(shù)，大量的電容會(huì)增加拓?fù)鋸?fù)雜性；文獻(xiàn)［10］采用有源網(wǎng)絡(luò)開關(guān)電感單元結(jié)構(gòu)大幅提高了變換器的增益，但存在電流紋波大，導(dǎo)致變換器穩(wěn)定性下降等問題。

本文提出了一種磁集成開關(guān)電感/開關(guān)電容有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器。該變換器在保證較高電壓增益的同時(shí)，具有較低的功率器件應(yīng)力，同時(shí)采用平面集成磁技術(shù)對(duì)開關(guān)電感進(jìn)行耦合設(shè)計(jì)，減小磁件體積，改善了電流紋波，提高變換器的穩(wěn)定性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該變換器高電壓增益、開關(guān)管低電壓應(yīng)力有效性和降低電感電流紋波的優(yōu)點(diǎn)。

1　傳統(tǒng)開關(guān)電感/開關(guān)電容Boost變換器

新型兩級(jí)式微光伏逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，針對(duì)該結(jié)構(gòu)需要高增益前級(jí)直流變換器的特點(diǎn)，有學(xué)者提出了基于開關(guān)電感/開關(guān)電容單元Boost變換器，如圖2所示。電路中單元開關(guān)電感由兩個(gè)大小相等電感L1、L2以及3個(gè)二極管D1、D2、D3構(gòu)成；開關(guān)電容單元由3個(gè)電容C1=C2=C3以及3個(gè)二極管D4、D5、D6構(gòu)成。

圖1　微逆變器功能框圖Fig.1　Functional block diagram of micro inverter

圖2　開關(guān)電感/開關(guān)電容Boost變換器Fig.2　Boost converter using switching inductor and switching capacitor

對(duì)上述變換器進(jìn)行分析，得到變換器工作原理和穩(wěn)態(tài)分析如圖3所示，電路工作在CCM模式下，電感電流變化關(guān)系為

根據(jù)電感伏秒平衡，由（1）式得到電壓增益為

由式（2）表明，上述變換器的電壓增益是普通Boost變換器的2（1+D）倍，增益提高有限。

圖3　變換器穩(wěn)態(tài)工作波形Fig.3　Steady state waveforms of the converter

2　磁集成開關(guān)電感有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器

上述變換器中無源元件存在寄生電阻，會(huì)限制變換器的增益，考慮引入有源網(wǎng)絡(luò)組成如圖4所示的磁集成開關(guān)電感/開關(guān)電容有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器，在大幅提升變換器增益的同時(shí)降低開關(guān)管應(yīng)力，該變換器兩個(gè)開關(guān)管S1、S2開關(guān)信號(hào)一致，易于控制，電路撲結(jié)構(gòu)較為簡單。

圖4　開關(guān)電感/開關(guān)電容磁集成有源升壓變換器Fig.4　Active Boost converter using magnetic integratedswitching inductors and switching capacitors

2.1變換器工作模態(tài)分析

變換器不同工作模態(tài)的等效電路如圖5所示。

（1）工作模態(tài)1（t0，t1）。在此階段，開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通，電路中的電流方向如圖5（a）所示，二極管D1、D2、D4、D5正向?qū)?，D3和 D6反向截止，電感器L1、L2、L3和L4并聯(lián)充電，同時(shí)電容器C3給C1也沖電，負(fù)載端所需的能量由電容器C2、C3放電提供。此模態(tài)下加載在4個(gè)電感上的電壓相等，其表達(dá)式為

（2）模態(tài)2（t1，t2）。此階段開關(guān)S1、S2持續(xù)導(dǎo)通，電感器L1、L2、L3和L4繼續(xù)并聯(lián)充電，電容器C1處于電壓保持狀態(tài)，C2，C3繼續(xù)為負(fù)載提供輸出電壓，如圖5（b）所示。此模態(tài)下電源經(jīng)S1、C3、D8、C1、S2形成回路，由基爾霍夫電壓定律KVL可得電路表達(dá)式為

（3）工作模態(tài)3（t2，t3）。在此階段，開關(guān)管S1、S2同時(shí)斷開，二極管D1、D2、D4、D5反向截止，D3和D6正向?qū)?，電路中的電流方向如圖5（c）所示，電感器L1、L2、L3、L4串聯(lián)放電，同時(shí)電容器C1放電，C2、C3充電，此時(shí)負(fù)載功率由電源Uin和電感器L1、L2、 L3、L4共同提供，因此該模態(tài)下電路方程為

（4）工作模態(tài)4（t3，t4）。在此階段，開關(guān)管S1、S2持續(xù)斷開，二極管D1、D2、D4、D5反向截止，D3和D6正向?qū)ǎ娐分械碾娏鞣较蛉鐖D5（d）所示，此時(shí)電感器L1、L2、L3、L4持續(xù)串聯(lián)放電，因輸出側(cè)電容較大，為方便分析，可以認(rèn)為穩(wěn)態(tài)時(shí)一個(gè)周期內(nèi)得電容電壓保持不變，因此該模態(tài)電路表達(dá)式為

聯(lián)立式（4）和式（6）可得

由KVL可知，此時(shí)加載在4個(gè)電感上的電壓為

由電感電壓的伏秒平衡，可得

對(duì)式（9）化簡，可得CCM模式下拓?fù)涞碾妷涸鲆姹磉_(dá)式為

圖5　變換器工作模態(tài)等效電路Fig.5　Work mode equivalent circuits of the converter

2.2開關(guān)管及二極管電壓應(yīng)力分析

分析上述開關(guān)電感/開關(guān)電容有源網(wǎng)絡(luò)變換器外特性可知，在模態(tài)3，開關(guān)管S斷開時(shí)，開關(guān)管兩端的電壓被電容器C3鉗位；在模態(tài)4，電容器C1，C2兩端的電壓大小相等方向相反，開關(guān)管電壓仍然等于電容C3兩端電壓；因此在整個(gè)開關(guān)周期，開關(guān)管電壓應(yīng)力為

這表明變換器在提高電壓增益的情況下，同時(shí)保證了開關(guān)管具有較小的電壓應(yīng)力。

輸出側(cè)二極管電壓應(yīng)力為

2個(gè)開關(guān)電感中各二極管的電壓應(yīng)力分別為

開關(guān)管S1、S2開通時(shí)，輸入電流iin表達(dá)式為

開關(guān)管S1、S2關(guān)斷時(shí)，電感輸入電流表達(dá)式為

因此，在CCM模式下，輸入電流平均值為

由式（10）可得

聯(lián)立式（17）、式（18），得到CCM模式下電感電流平均值為

2.3磁集成耦合電感分析

分析圖4所示主電路可知，本文提出的基于開關(guān)電感/開關(guān)電容結(jié)構(gòu)拓?fù)浜卸鄠€(gè)分立電感，會(huì)導(dǎo)致變換器體積增大、電感損耗增加且輸出電流紋波惡化問題?？紤]到開關(guān)電感中的2個(gè)電感參數(shù)相同、工作狀態(tài)一致，本文采用平面集成磁技術(shù)，對(duì)電感L1和L2（L3和L4）進(jìn)行兩兩耦合設(shè)計(jì)，繞制在一副磁芯上，再將兩組正向耦合后的開關(guān)電感進(jìn)行反向耦合，從而將4個(gè)電感集成為一個(gè)電感以解決上述問題。由于2個(gè)開關(guān)電感完全相同，本文以其中一個(gè)進(jìn)行耦合電感分析，設(shè)電感耦合系數(shù)，K=M/L，

D′=1-D得到電感電流紋波表達(dá)式為

式（20）表明電感電流紋波的大小與耦合系數(shù)K成反比關(guān)系，耦合度越高，電感電流紋波越小，變換器的的性能越好，同時(shí)，采用反向耦合電感可以減小穩(wěn)態(tài)通道電流紋波，或提高暫態(tài)通道電流的響應(yīng)速度。本文所研究的開關(guān)電感高增益變換器耦合設(shè)計(jì)前后變換器電感穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能對(duì)比分析如圖6、圖7所示。

圖6　耦合與非耦合情況下穩(wěn)態(tài)相電流紋波之比Fig.6　Current ripples ratio in coupled conditions and uncoupled conditions

圖7　耦合與非耦合情況下暫態(tài)相電流響應(yīng)速度之比Fig.7　Response speed with and without coupled inductors ratio of transient phase currents

2.4耦合電感設(shè)計(jì)

基于EI型磁芯的體積更小，磁芯不易飽和，可以通過更大的電流，更適合高增益變換器的優(yōu)點(diǎn)，本文選用EI型鐵氧體磁芯進(jìn)行耦合電感的設(shè)計(jì)，由前述分析，兩電感耦合度越高，電感電流的紋波越小，變換器的性能越好。為避免磁芯飽和，所選磁芯為帶有氣隙長度為δ的高磁導(dǎo)率磁芯，磁路方程分別為

通過計(jì)算有效磁導(dǎo)率μe，并根據(jù)電感峰值電流ip可以獲得磁芯的最大磁通密度為

耦合電感磁芯的最大工作磁通密度Bmax應(yīng)當(dāng)小于磁芯飽和磁通密度BS。

3　與傳統(tǒng)高增益DC-DC變換器性能對(duì)比分析

3.1變換器電壓增益比較

本文所述高增益變換器與傳統(tǒng)系列高增益變換器CCM模式下的增益對(duì)比如圖8所示。通過圖中曲線看出，本文提出的高增益變換器具有明顯的電壓增益優(yōu)勢(shì)。

圖8　本文變換器和其他典型高增益變換器增益曲線對(duì)比Fig.8 Comparison of gain waveforms between common typical high gain converters and the proposed high gain converter

3.2開關(guān)功率器件的電壓應(yīng)力比較

本文所提出的光伏微逆變器高增益變換器與現(xiàn)有文獻(xiàn)所研究的主要典型高增益變換器的開關(guān)管電壓應(yīng)力對(duì)比如表1所示，對(duì)比表中數(shù)據(jù)可知本文所提出的變換器與其他典型的高增益變換器相比在保證較高電壓增益的同時(shí)具有較小的功率器件電壓應(yīng)力。

表1　不同變換器的功率器件電壓應(yīng)力對(duì)比Tab.1　Contrast of power device voltage stress of different converters

3.3輸出側(cè)二極管電壓應(yīng)力比較

以變換器輸出電壓120 V為例，本文所提出的光微逆變器高增益變換器與現(xiàn)有文獻(xiàn)所研究的典型高增益變換器的輸出側(cè)二極管電壓應(yīng)力對(duì)比曲線如圖9所示。

由圖可見，本文所述變換器因?yàn)椴捎瞄_關(guān)電容結(jié)構(gòu)，基于開關(guān)電容鉗位電壓的優(yōu)勢(shì)，使其具備其他高增益變換器所不具備的較低二極管電壓應(yīng)力的優(yōu)點(diǎn)。

3.4損耗分析與效率比較

3.4.1電感等效串聯(lián)電阻損耗分析

圖2所示的傳統(tǒng)開關(guān)電感/開關(guān)電容Boost變換器在實(shí)際應(yīng)用中，其無源元件存在寄生電阻，主要為電感的等效串聯(lián)電阻ResrL，不僅會(huì)限制變換器的增益，而且隨著增益越大，輸入電流將增大，從而導(dǎo)致?lián)p耗變大，降低變換器的轉(zhuǎn)換效率?；诖?，本文在傳統(tǒng)開關(guān)電感/開關(guān)電容Boost變換器基礎(chǔ)上引入有源網(wǎng)絡(luò)，提出新型開關(guān)電感有源網(wǎng)絡(luò)變換器，在取得較大增益的同時(shí)，大大降低了其無源元件寄生電阻的損耗，提高變換器的轉(zhuǎn)換效率。

3.4.2開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗及磁性器件損耗分析

高效率是變換器追求的目標(biāo)和性能重要指標(biāo)，變換器在工作過程中其主要損耗為開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、及磁性器件（如大功率儲(chǔ)能電感）損耗，下面詳細(xì)分析變換器工作過程各部分損耗，并給出本文提出的高增益Boost變換器和傳統(tǒng)開關(guān)電感/開關(guān)電容Boost變換器的損耗和效率對(duì)比。

（1）導(dǎo)通損耗

首先將變換器通道電感電流分解為兩部分：平均值iL（avg）和波動(dòng)值iL（ac），其有一個(gè)共同的導(dǎo)通電阻RSW，其表達(dá)式為

式中RQ為開關(guān)管的導(dǎo)通電阻。

設(shè)開關(guān)管選型相同，則有RSW≈RS1≈RS2，iL（avg）流過等效串聯(lián)電感電阻RL.ESR和RSW會(huì)產(chǎn)生直流導(dǎo)通損耗PC.DC為

式中：Io為通道總輸出電流；Req1為等效導(dǎo)通電阻與等效串聯(lián)電感電阻之和。同時(shí)iL的紋波電流分量iL（ac）也流過RSW和RL.ESR，是非直接流向負(fù)載，因此變換器導(dǎo)通損耗與紋波電流的有效值iAC.RMS有關(guān)。

變換器CCM模式下紋波電流iAC.RMS取決于iL的峰峰值ΔiL，其關(guān)系為

由式（19）所示CCM模式下電感電流平均值表達(dá)式和圖6可得本文提出的變換器與傳統(tǒng)開關(guān)電感Boost變換器的電感電流平均值對(duì)比如圖10所示，圖中橫坐標(biāo)表示變換器的增益，縱坐標(biāo)表示變換器的電感電流輸出電流比值（用λ表示）。由圖10可明顯看出，本文所提出的高增益Boost變換器因采用磁集成耦合電感設(shè)計(jì)，較之傳統(tǒng)開關(guān)電感Boost變換器有更小的電感電流平均值。由上述分析可知，導(dǎo)通損耗與紋波電流的有效值iAC.RMS有關(guān)，且紋波電流 iAC.RMS取決于 iL的峰峰值 ΔiL，因此本文提出的高增益Boost變換器有效降低了導(dǎo)通損耗，對(duì)于提高變換器轉(zhuǎn)換效率具有較好的效果。

圖10　電感電流平均值對(duì)比Fig.10　Comparison of average inductor current

（2）開關(guān)損耗

開關(guān)功率損耗主要是由開關(guān)管和同步整流管的寄生電容和二極管所引起的，隨著開關(guān)頻率f增加，寄生電容的充放電和體二極管的導(dǎo)通損耗會(huì)相應(yīng)增加。以CCM模式下通道為例，開關(guān)管在開通和關(guān)斷的過程中會(huì)出現(xiàn)電流和電壓重疊現(xiàn)象［8］，便引起了一個(gè)開關(guān)功率損耗，如圖11所示。

圖11　開關(guān)管開通關(guān)斷損耗Fig.11　Losses of power devices when on and off power

通過積分方法算出開關(guān)管的開關(guān)損耗為

（3）磁性元件損耗

目前廣泛使用Steinmetz公式計(jì)算磁心損耗但其忽略了磁芯形狀以及尺寸的影響，簡化了磁損計(jì)算模型，不夠準(zhǔn)確。本文考慮單位體積和鐵損給出優(yōu)化的Steinmetz公式，即

式中：KFe、α、β可從產(chǎn)品手冊(cè)中查到；BMAX為峰值磁冪；f為勵(lì)磁頻率。由上文分析和圖6可知，本文提出的高增益Boost變換器較之傳統(tǒng)開關(guān)電感Boost變換器采用了磁集成耦合電感設(shè)計(jì)，磁件體積大幅降低，并且可以有效消除磁芯局部熱點(diǎn)，降低電感電流紋波，降低磁件損耗，對(duì)提高變換器轉(zhuǎn)換效率起到較好的效果。

3.4.3效率仿真對(duì)比

根據(jù)前面分析，得到損耗公式表達(dá)式

則效率公式為

圖12所示為本文提出的高增益磁集成Boost變換器與傳統(tǒng)開關(guān)電感Boost變換器全負(fù)載范圍效率仿真對(duì)比曲線。

圖12　效率仿真曲線對(duì)比Fig.12　Comparison of efficiency simulation curves

綜上所述，本文所研究的磁集成開關(guān)電感高增益變換器相較于傳統(tǒng)一系列典型高增益變換器在保證較高增益的同時(shí)，同時(shí)可具備較小的開關(guān)管電壓應(yīng)力、輸出側(cè)二極管電壓應(yīng)力和輸出電感電流紋波，并且較之傳統(tǒng)開關(guān)電感Boost變換器其轉(zhuǎn)換效率更高，具有巨大的優(yōu)勢(shì)和價(jià)值。

4　實(shí)驗(yàn)

為驗(yàn)證本文提出的變換器的性能，設(shè)計(jì)制作一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，樣機(jī)參數(shù)為：低壓側(cè)輸入電壓Uin=15 V，開關(guān)頻率f=50 kHz，調(diào)節(jié)占空比D= 0.4，保持高壓側(cè)輸出電壓Uo=120 V左右，C1=C2= C3=47 μF，電感感值L1=L2=L3=L4=52 μH，實(shí)驗(yàn)采用的電感樣機(jī)參數(shù)測(cè)量值如表2所示，計(jì)算得到最大磁通密度0.058 6 T，小于飽和磁通密度。

表2　耦合電感參數(shù)Tab.2　parameters of coupling inductors

實(shí)驗(yàn)波形如圖13所示。由圖可看出，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致，變換器在設(shè)計(jì)占空比范圍內(nèi)，輸出電壓值基本和理論保持一致，達(dá)到高電壓增益的設(shè)計(jì)要求。

分析實(shí)驗(yàn)波形可知，采用磁集成設(shè)計(jì)開關(guān)電感的變換器在正常工作時(shí)電感電流波形更平滑，毛刺較少，電感耦合設(shè)計(jì)后的總輸出電流紋波相對(duì)較小，波形平穩(wěn)；同時(shí)總輸出電壓波形穩(wěn)定，且數(shù)值與設(shè)計(jì)規(guī)格相符，證明理論分析的正確性和可行性。

在不同輸入電壓、200 V輸出電壓下，本文所提出的磁集成高增益變換器和傳統(tǒng)非磁集成開關(guān)電感Boost變換器的效率曲線如圖14所示。由效率曲線可知，本文所述變換器通過磁集成耦合電感設(shè)計(jì)有效提高變換器功率密度，改善輸出電壓電流紋波，不僅在同等輸入電壓下效率明顯高于傳統(tǒng)開關(guān)電感Boost變換器，而且隨輸入電壓增大向高效率爬升也更快，可以在更短時(shí)間完成低效率向高效率的功率傳遞。

圖13　實(shí)驗(yàn)波形Fig.13　Experimental waveforms

圖14　變換器在不同輸入電壓下的效率曲線Fig.14　Efficiency curves of the converter under different input voltages

5　結(jié)語

本文提出的具有開關(guān)電容單元的磁集成開關(guān)電感有源網(wǎng)絡(luò)Boost變換器與一系列傳統(tǒng)高增益升壓變換器相比，電壓增益有大幅提高，并且該變換器在保證較高的電壓增益的同時(shí)，具有較低的功率器件應(yīng)力，同時(shí)采用平面集成磁技術(shù)對(duì)開關(guān)電感進(jìn)行耦合設(shè)計(jì)，減小磁件體積，改善了電流紋波，改善了變換器的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能，提高了轉(zhuǎn)換效率。

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Research on Integrated Magnetic High-gain Pre-DC-DC Converter for PV Micro-inverter

WANG Lei，GUO Rui，YANG Yugang
（College of Electricaland Control Engineering，Liaoning Technical University，Huludao 125105，China）

A new type of magnetic integrated Boost converter is put forward to meet the need of high gain Boost converter for photovoltaic micro-inverter，in order to increase the voltage gain of conventional Boost converter and reduce the voltage stress and the loss of the converter.To solve the problems of large volume and serious current ripple in converters using discrete inductors，planar magnetic integration technology is used in the design of inductors to effectively reduce the current ripple and increase the transfer efficiency.A prototype is constructed and the experimental results verified the correctness of the theoretic analyses.

high gain；magnetic integrated inductors；switch capacitor；boost converter

王磊

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.108

TM 862

A

王磊（1991-），男，通信作者，碩士研究生，從事電力電子磁技術(shù)及太陽能發(fā)電方面的研究，E-mail∶15382025383@163.com。

郭瑞（1974-），女，博士，副教授，碩士生導(dǎo)師，從事電力電子及電氣控制技術(shù)等方面的研究，E-mail：975743670@qq.com。

楊玉崗（1967-），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)及其磁集成技術(shù)，E-mail：990298259@qq.com。

2015-07-24

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51177067，50607007）Project Supported by the National Natural Science Foundation of China（51177067，50607007）