王克峰，鄭杜成，馬　悅，程　紅

（中國礦業(yè)大學(xué)（北京）機電信息工程學(xué)院，北京100083）

基于單級PFC無頻閃無電解電容的LED電源驅(qū)動設(shè)計

王克峰，鄭杜成，馬悅，程紅

（中國礦業(yè)大學(xué)（北京）機電信息工程學(xué)院，北京100083）

在礦用大功率照明應(yīng)用中，電解電容將指數(shù)級降低驅(qū)動電路壽命。通過分析Boost-Flyback不同電壓下的不同工作狀態(tài)及其約束條件，提出基于電壓的分段控制策略，建立了不同電壓下的動態(tài)小信號模型。最后通過仿真驗證了此控制策略下單級PFC去除電解電容的可行性。

LED；無頻閃；單級PFC變換器；無電解電容

引言

發(fā)光二極管LED（light emitting diode）是繼白熾燈、熒光燈、高壓氣體放電燈之后的第4代照明光源，它具有效率高、壽命長、體積小、色彩豐富、可動態(tài)控制等優(yōu)點，越來越被廣泛應(yīng)用于礦用照明、醫(yī)療和交通領(lǐng)域［1］。

在交流供電場合，為了達到高功率因數(shù)PF（power factor），滿足IEC61000-3-2的諧波要求，LED驅(qū)動電源需要實現(xiàn)功率因數(shù)校正PFC（power fac-tor correction）功能。當(dāng)功率因數(shù)為1時，輸入電流為與輸入電壓同相位的正弦波，其輸入功率呈現(xiàn)2倍輸入頻率的脈動形式，而LED的輸出功率為平直功率。為了匹配瞬時輸入輸出功率的不平衡，需要一個容量較大的儲能電容，該電容一般選用電解電容。電解電容的使用壽命只有10 000 h左右，遠(yuǎn)低于LED 80～100 kh的長壽命，是影響LED驅(qū)動電源整體壽命的主要元件。而其他種類電容的耐壓值和容值一般較小，無法簡單替換電解電容［4-5］。所以研究如何利用其他類型電容替代LED燈具的電解電容，實現(xiàn)大功率燈具電壓電流穩(wěn)定和功率因素校正功能對于礦井照明具有重大的意義。

1　頻閃問題分析

結(jié)合LED驅(qū)動電源電路，如圖1所示，對無電解電容拓?fù)涞念l閃問題進行簡單分析［6-7］。

圖1　AC/DC LED驅(qū)動電源Fig.1　AC/DC LED driver

對電路做出如下假設(shè)：

（1）輸入交流電壓為

式中：Vin為交流輸入電壓幅值；ωin為交流輸入電壓的角頻率，ωin=2π/Tline；Tline為交流輸入電壓的周期。

（2）輸出電壓已經(jīng)穩(wěn)定；

（3）已實現(xiàn)功率因數(shù)校正；

（4）無大容值電容進行能量緩沖，且忽略損耗，即瞬時輸入功率Pin（t）近似等于瞬時輸出功率Pout（t）。則輸入電流可表示為

式中，Iin為輸入電流幅值。由式（1）和式（2）可得瞬時輸出功率為

則瞬時輸出電流io為

式中：Vo為輸出電壓的平均值。由式（4）可知如若不對整個拓?fù)溥M行恒流控制，則輸出電流會含有兩倍輸入頻率的交流分量，這將引起LED的頻閃問題。則電容傳輸?shù)哪芰繛?/p>

式中：C為電容容值；Vc1和Vc2為不同時刻電容的電壓值。則由式（5）可看出在電壓差相同的情況下，傳輸?shù)哪芰颗c電容容值成正比。由于其他種類的電容耐壓值450 V下最大容值大約為3.3 μF，是1 000 μF電解電容的1/300。則每個工頻周期小容值電容相同壓降下傳輸和存儲的能量也是電解電容的1/300。

所以如何利用小容值電容緩沖的少量能量，既實現(xiàn)拓?fù)浠竟δ?，也實現(xiàn)輸出功率均衡，成為解決頻閃問題的關(guān)鍵。

2　無電解電容單級PFC的工作原理分析和建模

2.1電容容值約束條件分析

單級PFC拓?fù)淙鐖D2所示。

圖2　單級PFC拓?fù)銯ig.2　Single-stage PFC topology

由于本文采用的是小容值電容，不能直接假設(shè)電容電壓穩(wěn)定且足夠大。需要對電容容值的選取進行計算。由式（3）可得平均功率表達式為

式中：Pout為輸出平均功率；Pin為輸入平均功率。則電容C1上的瞬時功率可以表示為

式中，PC1（t）為電容C1的瞬時功率。則電容C1上的瞬時能量可以表示為

式中：vc1（t）為電容C1的瞬時電壓值；vc1-min為電容C1的電壓最小值，由第2級最小輸入電壓決定；vc1-max為電容C1的電壓最大值，由IGBT的耐壓值和電容耐壓值決定。則C1在不同的電路參數(shù)下對應(yīng)的電容值為

式中：RL為LED的等效電阻；Ts為開關(guān)頻率。

2.2斷續(xù)模式約束條件分析

假設(shè)L1和高頻變壓器均工作在斷續(xù)的模式下，且高頻變壓器電流降為零的時間比L1電流降為0的時間長。則電路參數(shù)的約束條件［8］為

由約束條件可以發(fā)現(xiàn)，任意L1都無法滿足Vin的所有范圍。所以當(dāng)Vin輸入過小時需要改變控制策略。

2.3峰值電流的小信號建模

當(dāng)輸入電壓足夠大時，在斜波補償控制策略下，拓?fù)涞?個工作模態(tài)［9-11］如圖3～圖5所示。

（1）t∈［0，D1Ts］模態(tài)1

圖3　單級PFC拓?fù)涞墓ぷ髂B(tài)1Fig.3　Operating mode one of single-state PFC topology

模態(tài)1的狀態(tài)方程為

（2）t∈［D1Ts，（D1+D2）Ts］模態(tài)2

圖4　單級PFC拓?fù)涞墓ぷ髂B(tài)2Fig.4　Operating mode two of single-state PFC topology

模態(tài)2的狀態(tài)方程為

（3）t∈［（D1+D2）Ts，（D1+D2+D3）Ts］模態(tài)3

圖5　單級PFC拓?fù)涞墓ぷ髂B(tài)3Fig.5　Operating mode three of single-state PFC topology

模態(tài)3的狀態(tài)方程為

式中：D1為開通占空比；D2為L1電流從峰值降為0的占空比；D3為變壓器電流從峰值降為0的占空比。

利用周期平均建模法和峰值電流控制可以得到最終的控制輸出傳遞函數(shù)，即

由式（14）可以看出，系統(tǒng)的動態(tài)特性與占空比沒有關(guān)系，與輸入電壓Vin成正比。那么當(dāng)輸入電壓為0時，控制輸出傳遞函數(shù)也為0。而即使輸入電壓為0，如果電容仍有能量，那么單級PFC電路也可以靠電容的儲能來輸出功率，從而調(diào)節(jié)輸出（相應(yīng)電容值可以參考式（9）選?。?，所以當(dāng)輸入電壓過小時，此種建模方式并不適合。

為了更形象地解釋這個問題，在斜波補償?shù)目刂撇呗韵吕脠D6解釋問題產(chǎn)生的根本原因。在斜波補償控制策略下，斜波的斜率一般是根據(jù)電路的需求實現(xiàn)確定的，如果輸入電壓減少過多，斷續(xù)模式下輸入電流斜率也隨之成比例減少。當(dāng)輸入電壓過小時，電流近似為0無法和斜波曲線重合，導(dǎo)致開關(guān)管一直導(dǎo)通，由于電容仍有能量儲存，會導(dǎo)致輸出電壓突然增高，無法控制，出現(xiàn)如圖7所示電壓尖峰。即輸入電壓過低時此種策略不能正常工作［12］。

圖6　峰值電流控制的問題圖解Fig.6　Problem solution of peak current control

圖7　峰值電流控制下的尖峰電壓Fig.7　Peak voltage under peak current control

3　控制策略分析

當(dāng)輸入電壓足夠大時，采用傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制并加入適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)網(wǎng)絡(luò)，可以實現(xiàn)PFC和恒流功能。控制框圖如圖8所示。

圖8　雙閉環(huán)控制框圖Fig.8　Block diagram of double closed-loop system control

當(dāng)輸入電壓過小并不適用此控制策略。由前面論述可知，Uc1穩(wěn)定足夠大，則占空比的突然增大將使輸出電壓出現(xiàn)尖峰。此時采取簡單恒流控制。而由于電容C1最小電壓足夠大，且輸入電流足夠小，所以可以忽略功率因數(shù)校正問題。此時控制對象的傳遞函數(shù)可由傳統(tǒng)反激電源斷續(xù)的動態(tài)小信號模型計算方法計算得出［9］，即

其控制框圖如圖9所示。

圖9　恒流控制框圖Fig.9　Block diagram of constant current control

4　仿真驗證

本文以Simulink為平臺搭建仿真電路，其主要電路參數(shù)如表1所示。

表1　無電解電容單級PFC參數(shù)Tab.1　Parameters of LED Electrolytic capacitorless PFC

分別對Gvd（s）和Gic（s）進行PI補償器設(shè)計后，可得系統(tǒng)的開環(huán)伯德圖如圖10和圖11所示。截止頻率均設(shè)在500 Hz左右，裕度均為50°左右。

圖10　雙閉環(huán)控制下的開環(huán)伯德圖Fig.10　Bode plot of double closed-loop control

圖11　恒流控制下的開環(huán)伯德圖Fig.11　Bode plot of constant current control

仿真波形如圖12所示。由圖可見，經(jīng)Simulink仿真驗證，可以達到輸出恒流和PFC較正功能。

圖12　仿真波形Fig.12　Simulation waveforms

由圖可以看出，輸出電流波動在0.98～1.02 A之間波動。經(jīng)Simulink的FFT分析可得到輸入電流的畸變率為31%，即功率因數(shù)為91.2%，仿真證明采用此控制策略的AC-DC電路可以利用小容值的其他類型電容替代電解電容，并實現(xiàn)LED恒流驅(qū)動并實現(xiàn)功率因數(shù)90%以上。與傳統(tǒng)的AC-DC電路相比，增加了驅(qū)動電路的壽命，更適合在礦井的高溫條件下長時間工作。

5　結(jié)語

本文對無閃頻無電解電容AC/DC LED驅(qū)動電源中的單級PFC結(jié)構(gòu)進行了模態(tài)分析和建模，驗證了在電容值選取正確的情況下，依舊可以采用傳統(tǒng)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)進行恒流控制。分析了低輸入電壓情況下，雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)的不適用原因，并采用了改變控制策略的方法，實現(xiàn)在所有輸入電壓范圍內(nèi)均能實現(xiàn)恒流控制，并實現(xiàn)功率因數(shù)90%以上。

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A Flicker-free Electrolytic Capacitor-less LED Driver Based on Single-stage PFC Converter

WANG Kefeng，ZHENG Ducheng，MA Yue，CHENG Hong
（School of Mechanical Electronic&Information Engineering，China University of Mining &Technology（Beijing），Beijing 100083，China）

Electrolytic capacitors would make the life of drivers decrease，and so removing the electrolytic capacitors can increase the life of drivers in the application of lighting under the mine.The boost-flyback single-stage power factor correction（PFC）converter works in different ways under different voltages，so different contol strategies can be used with the aim of eliminating electrolytic capacitors and correcting power factor.Simulation results are presented to verify the effectiveness of the improved control scheme.

light emitting diode（LED）；flicker-free；single-stage power factor correction（PFC）converter；electrolytic capacitor-less

王克峰

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.118

TM46；TM923.34

A

王克峰（1989-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向：大功率變換器，E-mail：sp wbaha@163.com。

鄭杜成（1993-），男，本科，研究方向：電力電子技術(shù)，E-mail：zhengdc123@163.com。

馬悅（1993-），女，本科，研究方向：電力電子技術(shù)，E-mail：mayue123@163.com。

程紅（1966-），女，博士，教授，研究方向：大功率變換、開關(guān)變換器建模與控制等，E-mail：chengh@cumtb.edu.cn。

2015-09-06