周成虎，黃全振，劉哲睿，何家梅，劉玉平，李柏松，袁勛

（1.河南工程學(xué)院電氣信息工程學(xué)院，河南 鄭州 451191；2.河南省電力公司焦作供電公司，河南 焦作 454150）

三相AC-DC非接觸供電電路設(shè)計(jì)

周成虎1，黃全振1，劉哲睿2，何家梅1，劉玉平1，李柏松1，袁勛1

（1.河南工程學(xué)院電氣信息工程學(xué)院，河南 鄭州 451191；2.河南省電力公司焦作供電公司，河南 焦作 454150）

用單相全橋整流電路將3路單相交流電分別整流成脈動(dòng)直流電并將其斬波得到高頻交流電，通過非接觸供電線圈傳遞電能，3個(gè)副邊線圈分別與電容并聯(lián)構(gòu)成電流源，3路電流源分別向倍壓整流電路輸出能量構(gòu)成充電泵電路，將這3路充電泵電路的輸出端并聯(lián)，濾波后得到穩(wěn)定的直流電壓。該方案省去了傳統(tǒng)的AC-DC功率因數(shù)校正電路，且實(shí)現(xiàn)了交流電源的線電流正弦化。實(shí)驗(yàn)證明所提出的系統(tǒng)工作可靠且效率最高可達(dá)90%以上。

三相AC-DC；感應(yīng)功率傳輸；充電泵電路

傳統(tǒng)的非接觸電路一般采用DC-DC結(jié)構(gòu)［1-3］，這種電路通常在前端加入專用的AC-DC功率因數(shù)校正電路將交流電轉(zhuǎn)化成直流電。加入功率因數(shù)校正電路后需要增加一套額外的檢測電路和變換器電路。本文提出了一種具有功率因數(shù)校正功能的三相AC-DC非接觸供電系統(tǒng)，該系統(tǒng)用單相全橋整流電路將3路單相交流電分別整流成單向脈動(dòng)直流電，將這3個(gè)脈動(dòng)直流電斬波得到高頻交流電，通過原邊線圈向副邊線圈傳遞電能，3個(gè)副邊線圈分別與電容并聯(lián)構(gòu)成電流源，3路電流源分別向倍壓整流電路輸出能量構(gòu)成3路充電泵電路，將這3路充電泵電路的輸出端并聯(lián)（相當(dāng)于脈動(dòng)電流源并聯(lián)），得到統(tǒng)一的直流電壓，濾波后得到穩(wěn)定的直流電壓。再采用簡易的開關(guān)電容進(jìn)一步校正功率，使該系統(tǒng)的供電電流的諧波畸變率更??；與單相AC-DC非接觸電路相比，該系統(tǒng)不需要額外的功率因數(shù)校正電路、復(fù)雜的控制算法即可使其交流電源AC側(cè)的線電流正弦化，功率因數(shù)基本接近于1，同時(shí)直流側(cè)輸出功率保持平衡。仿真和電路實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法的正確性和有效性，供電效率最高可達(dá)90%以上。

1　系統(tǒng)原理分析

非接觸供電電路原理圖如圖1所示，該電路采用3路單相交流市電電源uA1，uB1，uC1，其電壓為交流220 V，相位分別為0°，120°，240°。3路交流電源依次連接整流電路（21，22，23）、原邊濾波電感（LAH，LBH，LCH）、開關(guān)電容電路（31，32，33）、全橋斬波電路（41，42，43）、原邊線圈（LAP，LBP，LCP）、電流源（51，52，53）、二倍壓整流電路（61，62，63），副邊濾波電路（71）、負(fù)載Ro。

圖1　非接觸供電電路原理圖Fig.1　Contactless power supply circuit schematic

控制裝置（13）實(shí)時(shí)獲取供電電壓信號(hào)、供電電壓過零信號(hào)、整流電流采樣信號(hào)、負(fù)載電壓電流信號(hào)，依據(jù)電源電壓和負(fù)載功率的變化規(guī)律，通過供電電壓過零檢測裝置（16）得到關(guān)鍵相位點(diǎn)，用關(guān)鍵相位點(diǎn)預(yù)測到其它采樣點(diǎn)的相位和電壓波動(dòng)趨勢的波動(dòng)系數(shù)表，采用相位先驗(yàn)控制方法產(chǎn)生控制信號(hào)，通過驅(qū)動(dòng)電路（14）轉(zhuǎn)換成驅(qū)動(dòng)信號(hào)，調(diào)節(jié)全橋斬波電路（41，42，43）的開關(guān)管的斬波占空比，從而實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)的輸出控制。電流源（51，52，53）與3個(gè)獨(dú)立的二倍壓整流電路（61，62，63）分別構(gòu)成電流型充電泵電路，3路電流io1，io2，io3疊加并濾波得到Io。根據(jù)開關(guān)管的斬波方式不同，在1個(gè)充電泵周期內(nèi)分時(shí)或同時(shí)向副邊濾波電路（71）和負(fù)載Ro供電。交流電源uA1，uB1，uC1的電壓與電流波形如圖2所示。

圖2　電源電壓與電流波形Fig.2　Power supply voltage and current waveforms

2　高頻逆變部分控制方法

在圖1所示的電路中，當(dāng)輸出負(fù)載Ro固定和全橋斬波電路的開關(guān)管的占空比固定，且開關(guān)管SAH，SBH，SCH關(guān)閉的條件下，3路單相交流電源uA1，uB1，uC1分別整流后疊加輸出產(chǎn)生的脈動(dòng)成分仍能造成的輸出電流脈動(dòng)。調(diào)節(jié)諧波開關(guān)管SAH，SBH，SCH的占空比，從而改善系統(tǒng)輸出電流電壓的諧波。

由于電路中的電流采樣疊加分析比較復(fù)雜，而采用整流后的三相電壓uA2（t），uB2（t），uC2（t）疊加信號(hào)判斷電源電壓疊加脈動(dòng)比較容易，所以整流電流采樣濾波檢測裝置將該電源電壓疊加信號(hào)代替電源電流疊加信號(hào)反饋給控制裝置。

3組單相電源電壓uA1，uB1，uC1經(jīng)整流后，分別通過全橋整流得到整流電壓uA2（t），uB2（t），uC2（t），其疊加電壓uA2（t）+uB2（t）+uC2（t）如圖3所示。

圖3　全橋整流的電壓示意圖Fig.3　Schematic plan of full bridge rectifier voltage

通過理論分析可知該疊加電壓的脈動(dòng)成分僅有6、12、18次及6次以上倍數(shù)的諧波。該疊加電壓脈動(dòng)紋波的波動(dòng)趨勢可以預(yù)見，通過供電電壓過零檢測裝置得到關(guān)鍵相位點(diǎn)，用這些關(guān)鍵相位點(diǎn)預(yù)測到其它采樣點(diǎn)的相位和電壓波動(dòng)趨勢，用以控制全橋斬波電路的開關(guān)管的占空比，調(diào)節(jié)電路的瞬時(shí)功率消耗。這種先檢測疊加電壓相位再控制開關(guān)管的方法為先驗(yàn)控制算法。

三相整流電路疊加電壓的計(jì)算表如表1所示。設(shè)uA2，uB2，uC2為峰值時(shí)幅值系數(shù)為1。當(dāng)檢測到電壓uA1過零點(diǎn)時(shí)（包含由正轉(zhuǎn)負(fù)和由負(fù)轉(zhuǎn)正的過零點(diǎn)），可以判斷其整流后的電壓uA2的相位角為0 rad，以此點(diǎn)為參照點(diǎn)得到參照三相疊加電壓uA2+uB2+uC2的幅值系數(shù)為1.732 09，設(shè)計(jì)算點(diǎn)每次步進(jìn)為0.1 rad。當(dāng)電壓uA2的相位角為0.1 rad時(shí)，查計(jì)算表可得幅值系數(shù)為1.823 28，以后每增加0.1 rad時(shí)查表得到1個(gè)幅值系數(shù)。當(dāng)電壓uA2的相位角超過1 rad且尚未達(dá)到1.1 rad時(shí)，電壓uB1的值過零點(diǎn)，可以判斷其整流后的電壓uB2的相位角為0 rad，以此點(diǎn)為參照點(diǎn)又得到參照三相疊加電壓uA2+uB2+uC2的各點(diǎn)的幅值系數(shù)。同理，當(dāng)電壓uB2的相位角超過1 rad且尚未達(dá)到1.1 rad時(shí)，電壓uC1的值過零點(diǎn)，可以判斷其整流后的電壓uC2的相位角為0 rad，又以此點(diǎn)為參照點(diǎn)依次得到0～0.9 rad的10個(gè)幅值系數(shù)K。此后重復(fù)以上步驟。

表1　三相疊加電壓計(jì)算表Tab.1　Calculation table of three phase superimposed voltage

圖1所示電路的等效控制模型如圖4所示。在等效模型中交流電源uA1（t）回路經(jīng)整流電路（21）整流后得到脈動(dòng)的直流電壓uA2（t），相當(dāng)于該電壓取絕對值（圖4中用|·|表示），經(jīng)全橋斬波電路（41）的開關(guān)管斬波得到高頻交流電壓uAP（t），斬波功能用xA（t）表示，對于斬波功能的調(diào)節(jié)采用斜箭頭表示。MA表示非接觸變壓器原邊線圈LAP與副邊線圈LAS的耦合系數(shù)。副邊線圈LAS的電壓被整流之后得到穩(wěn)定的直流電壓uAS（t）。交流電源uB1，uC1回路與uA1回路的工作原理完全相同。圖4中d（t）表示電路預(yù)期的設(shè)定值，e（t）表示電路的設(shè)定值與實(shí)際值之間的誤差。采用先驗(yàn)控制的自適應(yīng)算法改變開關(guān)管的斬波占空比，以調(diào)節(jié)輸出電壓和電流。

先驗(yàn)控制反饋值計(jì)算方法具體步驟如下。

1）通過供電電壓采樣濾波檢測裝置獲取供電電壓交流電源uA1，uB1，uC1的信號(hào)，以過零點(diǎn)的時(shí)刻為參照點(diǎn)依次獲取此時(shí)刻及其它時(shí)刻點(diǎn)的幅值系數(shù)K，設(shè)u1d（t）為先驗(yàn)控制的反饋值，則：

式中：K（t+1）為下一次檢測時(shí)三相疊加電壓uA2+ uB2+uC2的幅值系數(shù)；K（t）為當(dāng)前點(diǎn)檢測點(diǎn)三相疊加電壓uA2+uB2+uC2的幅值系數(shù)。

2）根據(jù)輸出電壓uo（t）和輸出電流io（t）（如圖1所示）的值計(jì)算出占空比調(diào)節(jié)系數(shù)d（t）-uo（t），其中期望輸出的直流電壓值為d（t）?？紤]先驗(yàn)控制反饋值u1d（t）后，需要減去該變化趨勢以適應(yīng)供電電壓uA1，uB1，uC1的變化給電路輸出帶來的影響，則反饋誤差e（t）依據(jù)下式計(jì)算：

然后采用自適應(yīng)算法調(diào)節(jié)開關(guān)管的斬波占空比。將該反饋誤差考慮到閉環(huán)控制算法中用于調(diào)節(jié)開關(guān)管的斬波占空比。采樣間隔時(shí)間可以根據(jù)需要設(shè)定的更細(xì)化。

圖4　非接觸供電電路等效控制模型Fig.4　Equivalent control model of contactless power supply circuit

非接觸變壓器組成對稱磁路機(jī)構(gòu)三相無線平面供電網(wǎng)［4-7］見圖5。所述原邊線圈LAP，LBP，LCP呈平面等間距分布且采用獨(dú)立的變壓器原邊接法，由于3組單相電源電壓共用零線，該變壓器原邊等效為星形接法，MA，MB，MC分別代表3個(gè)原邊線圈LAP，LBP，LCP與3個(gè)副邊線圈LAS，LBS，LCS之間的耦合互感值。3個(gè)電流源與3個(gè)二倍壓整流電路構(gòu)成3路充電泵電路，每路正負(fù)輸出由2個(gè)二極管分別整流得到，例如副邊線圈LAS的正輸出由二極管D1整流得到，其負(fù)輸出由二極管D2整流得到。

在圖1所示的電路中，全橋斬波電路的開關(guān)管的斬波頻率設(shè)定為85 kHz，其斬波算法根據(jù)程序設(shè)定成同步斬波算法和異步錯(cuò)相斬波算法，其示意圖如圖6所示。為了簡化控制策略，3路單相斬波電路所有對應(yīng)的開關(guān)管（如：開關(guān)管SA4與SB4，SC4對應(yīng)）的斬波占空比相同，當(dāng)調(diào)節(jié)占空比時(shí)，將所有對應(yīng)的開關(guān)管的占空比全部同步修改。

圖5　無線平面供電網(wǎng)Fig.5　Wireless flat-panel for power system

圖6　二極管泵出電流示意圖Fig.5　Schematic plan of diode pump output current

同步斬波算法的步驟為：3路單相全橋斬波電路對應(yīng)的開關(guān)管SA1，SB1與SC1的斬波的起始時(shí)間完全相同，副邊線圈LAS，LBS，LCS的電流相位和二倍壓整流電路的二極管泵出電流分別錯(cuò)開120°。副邊線圈LAS，LBS，LCS的電流相位和二倍壓整流電路的二極管泵出電流示意圖如圖6a所示。同步斬波算法和異步錯(cuò)相斬波算法中各開關(guān)管斬波相位關(guān)系如表2所示。表2中的θ1表示移相全橋軟開關(guān)的移相角（通常小于10°）。

表2　開關(guān)管斬波相位關(guān)系表Tab.2　Switch chopper phase relation table

不論是同步斬波算法還是異步錯(cuò)相斬波算法，隨著時(shí)間的不斷變化，各相輸入電壓的幅值也不斷變化，副邊線圈LAS，LBS，LCS的電流幅值也隨之而變化。

異步錯(cuò)相斬波算法。如圖1、圖2、圖5與圖6所示，以電壓uA2，uB2，uC2的幅值為判斷標(biāo)準(zhǔn)，當(dāng)其中一路電壓的瞬時(shí)幅值高于其它兩路電壓的瞬時(shí)幅值時(shí)，該路開關(guān)管的斬波的起始時(shí)間與另外兩路單相斬波電路對應(yīng)開關(guān)管起始相位錯(cuò)開180°。

當(dāng)電壓uA2的幅值高于uB2，uC2的電壓幅值時(shí)，副邊線圈LAS的電流iAS的幅值也高于LBS，LCS的電流iBS，iCS的幅值，例如圖2中的t1時(shí)刻uA2的瞬時(shí)幅值最大，則根據(jù)表2的判斷方法，令開關(guān)管SA1的斬波起始時(shí)間為0°，令開關(guān)管SB1，SC1的斬波起始時(shí)間為180°，副邊線圈的電流iAS，iBS，iCS和二倍壓整流電路的二極管泵出電流iD1～iD6示意圖如圖6b所示。

當(dāng)電壓uB2的幅值高于uA2，uC2的電壓幅值時(shí)，例如圖2中的t2時(shí)刻uA2的瞬時(shí)幅值最大，副邊線圈的電流iAS，iBS，iCS和二倍壓整流電路的二極管泵出電流iD1～iD6示意圖如圖6c所示。

當(dāng)電壓uC2的幅值高于uA2，uB2的電壓幅值時(shí)，例如圖2中的t3時(shí)刻uC2的瞬時(shí)幅值最大，副邊線圈的電流iAS，iBS，iCS和二倍壓整流電路的二極管泵出電流iD1～iD6示意圖如圖6d所示。

在優(yōu)先考慮減少輸入端諧波的情況下，采取同步斬波算法；在優(yōu)先考慮提高充電泵電路的輸出功率和效率的情況下，采取異步錯(cuò)相斬波算法。

3　開關(guān)電容校正功率因數(shù)

本文選擇用自適應(yīng)濾波控制算法反饋控制開關(guān)電容電路的開關(guān)管的占空比，開關(guān)電容電路如圖1所示，開關(guān)管的斬波頻率設(shè)定為1 kHz。自適應(yīng)諧波檢測算法如圖7所示。

圖7　自適應(yīng)諧波檢測算法Fig.7　Adaptive harmonic detecting algorithm

3組單相電源電壓經(jīng)整流后得到疊加電壓uA2（t）+uB2（t）+uC2（t），該疊加電壓信號(hào)由供電電壓uA1，uB1，uC1（如圖1所示）的采樣信號(hào)分別取絕對值疊加得到。通過供電電壓過零檢測電路得到關(guān)鍵相位點(diǎn)，用這些關(guān)鍵相位點(diǎn)預(yù)測到其它采樣點(diǎn)的相位和電壓波動(dòng)趨勢，結(jié)合疊加電壓的實(shí)際檢測值，用自適應(yīng)濾波器調(diào)節(jié)開關(guān)電容電路的開關(guān)管的占空比，改變開關(guān)電容電路的電容CAH，CBH，CCH的瞬時(shí)電容量，用這種方法對50 Hz三相電源做有源功率因數(shù)校正，調(diào)節(jié)電路的瞬時(shí)功率消耗以減少輸入電流的諧波含量。其中，反饋的誤差er為

4　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，搭建如圖1所示的實(shí)驗(yàn)電路驗(yàn)證系統(tǒng)的可靠性和性能，其參數(shù)如下：uA1為交流220 V，Uo為48～56 V，LAH=100 μH，CAH=0.1 μF，SA1～SA4采用25N120，斬波開關(guān)管的頻率fs=85 kHz，LAP=112 μH，CAP=0.1 μF，LAH= 500 μH，CAH=10 μF，線圈半徑r=7.5 mm。

非接觸供電電路系統(tǒng)采用市電電源，3路單相電源uA1，uB1，uC1的額定相電壓為交流220 V。非接觸供電電路系統(tǒng)的控制裝置選用高性能低功耗的ARM微處理器STM32F407。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8所示。其中，輸出電壓uo的波形如圖8b所示，輸出電壓的大小可由控制裝置調(diào)節(jié)以適應(yīng)負(fù)載特性的要求。

圖8　實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.8　Experimental results

5　結(jié)論

相比于單相AC-DC非接觸供電系統(tǒng)［8-9］，本文提出的電路不需要復(fù)雜的控制算法即可使其交流電源AC側(cè)的線電流正弦化，三相電路產(chǎn)生的諧波電流小，功率因數(shù)基本接近于1，同時(shí)輸出電路的脈動(dòng)成分小，直流側(cè)輸出功率保持平衡且最大輸出功率顯著提高。

通過仿真和電路實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法的正確性和有效性。結(jié)果表明，電源電流iA1，iB1，iC1的波形均近似于正弦波，所提出的系統(tǒng)工作可靠，供電效率最高可達(dá)90%以上。

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Design of Three-phase AC-DC Contactless Power Supply Circuit

ZHOU Chenghu1，HUANG Quanzhen1，LIU Zherui2，HE Jiamei1，LIU Yuping1，LI Baisong1，YUAN Xun1
（1.School of Electrical Information and Engineering，Henan Institute of Engineering，Zhengzhou 451191，Henan，China；2.Jiaozuo Power Supply Company，Henan Elactric Prower Company，Jiaozuo，454150，Henan，China）

By using single phase full bridge rectifier circuit，the pulsating DC current of each phase for threesingle-phase AC could be obtained.Then it could be converted to high frequency alternating current by DC chopping.Power was passed through the contactless coils.Three second side coils were paralleled with capacitor to constitute to three current sources respectively.Three current sources passed energy to voltage doubling rectify circuit respectively and constituted charging pump circuit.These three charging pump circuit was paralleled and filtered to a stable DC voltage.The scheme effectively eliminated the traditional AC-DC PFC circuit，and made the AC line current sinusoidal.Experimental results convincingly indicate that the proposed system works reliably and it offers high efficiency up to 90%.

three-phase AC-DC；inductive power transfer；charge pump circuit

TN86

A

2015-12-19

修改稿日期：2016-05-18

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（61403123）；鄭州市科技局民生科技進(jìn)步工程資助項(xiàng)目（131PZDGC136）

周成虎（1973-），男，碩士研究生，講師，Email：68695331@163.com