吳翔宇，沈 瑩，唐友喜

（電子科技大學通信抗干擾技術國家級重點實驗室 成都 610054）

屏蔽室收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道測量與建模

吳翔宇，沈 瑩，唐友喜

（電子科技大學通信抗干擾技術國家級重點實驗室 成都 610054）

針對屏蔽室環(huán)境收發(fā)分離全雙工自干擾信道特性，該文采用基于網絡分析儀的信道測量平臺，對屏蔽室環(huán)境下2.6 GHz收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道進行研究，得到了路徑傳輸損耗，均方根時延擴展與萊斯K因子的統(tǒng)計模型。結果表明：自干擾信道路徑損耗隨距離增加呈對數(shù)衰減；均方根時延擴展服從對數(shù)正態(tài)分布，并隨著天線間距的增加而增加；萊斯K因子服從正態(tài)分布，并隨著天線間距的增加逐漸降低，萊斯分布的特征逐漸降低。

信道測量； 同時同頻全雙工； 室內環(huán)境； 自干擾信道； 屏蔽室

同時同頻全雙工（co-frequency co-time full duplex， CCFD）技術與時分雙工、頻分雙工方式相比，因能在同一頻段上同時收發(fā)數(shù)據(jù)，可以獲得更高的頻譜利用率而日益被人們關注［1］。

自干擾信號的抑制是全雙工研究的核心，目前普遍采用射頻域自干擾消除與數(shù)字域自干擾消除相結合的方式對自干擾信號進行抑制。文獻［2-7］相繼進行了全雙工的實驗驗證，目前總體抑制能力從實驗結果上最好可達110 dB左右［4］。

全雙工自干擾信道的特性對研究全雙工自干擾信號的抑制有著重要的作用。針對全雙工自干擾信道的研究主要集中在室內場景。文獻［8］針對室內場景共用收發(fā)天線的自干擾信道的時延功率譜（power delay profile， PDP）進行了研究；文獻［9］針對室內場景收發(fā)天線分離的全雙工自干擾信道進行測試與分析。

屏蔽室是通過金屬導體封閉的，在信道研究中屏蔽室環(huán)境是一種極端環(huán)境，在此環(huán)境下的全雙工自干擾信道含有豐富的多徑，因此在全雙工自干擾信道的研究中具有重要的參考價值。

本文測試頻段為2.5～2.7 GHz，測試帶寬為200 MHz，采用頻域測試方法，對屏蔽室環(huán)境下的自干擾信道進行測量，對路徑傳輸損耗，均方根（rootmean square， RMS）時延擴展，萊斯K因子的統(tǒng)計模型進行了分析。

圖1 收發(fā)天線分離全雙工無線通信示意圖

1 測量平臺與測量場景

本節(jié)對測量所使用到的信道測量平臺進行簡單介紹，并描述了測量過程與測量場景。

1.1 測量平臺

收發(fā)天線分離同時同頻全雙工通信系統(tǒng)結構如圖1所示［10］。測量系統(tǒng)如圖2所示［10］，測量系統(tǒng)包括矢量網絡分析儀（VNA）RS-ZNB8，2個4 dBi的全向天線。VNA的發(fā)射信號功率為10 dBm，掃頻范圍為2.5～2.7 GHz，VNA掃頻間隔為1 MHz。測量中數(shù)據(jù)的處理采用文獻［11］的方法。

圖2 信道測量平臺

1.2 測量場景及測量過程

測試地點選擇信息產業(yè)有線通信產品質檢中心（成都）的屏蔽實驗室（長×寬×高：3.5 m×7 m×2.8 m），如圖3所示。其中房間內選取40個測試點。收發(fā)天線的間距為0.1～1 m。在測試過程中，天線高度設置為1.7 m，收發(fā)天線的中心與測試點重合。為了降低噪聲對測試結果的影響，在每個測試點取10次測量的數(shù)據(jù)并取平均值作為該次測量的結果。由于一次測量持續(xù)時間較長，為了使測量的信道不變，測量時要確保天線附近無人走動。

圖3 測試場景及平面圖

2 信道特性分析及測試數(shù)據(jù)處理及分析

2.1 傳輸損耗

傳輸損耗定義為電波傳播過程中的信號平均功率的衰減。路徑損耗定義為［12］：

式中， Pt為發(fā)射功率； Pr（x）為在任意位置x處的接收功率；H（fi，x）為接收天線與發(fā)射天線之間在頻率fi處的信道頻率響應；N為在頻率范圍（f-N/2，fN/2）內等間隔掃頻的頻點的數(shù)目，N∈Z。

圖4 路徑損耗

一般情況下，路徑損耗隨距離增加呈對數(shù)衰減，因收發(fā)天線之間無遮擋，不考慮陰影衰落，其對數(shù)距離損耗模型為：

式中，d為收發(fā)天線的距離，單位為m；n為路徑損耗系數(shù)； d0=1 m為參考距離； Pr0為參考距離 d0處的損耗。

通過測試，得到天線間距為0.1～1 m頻率響應，利用式（1）得到不同天線間距下的平均路徑損耗，如圖4所示，通過最小二乘法擬合，得到n=0.50，Pr0=26.91 dB，為了檢驗擬合性能，利用相關系數(shù)r對其進行擬合優(yōu)度分析：

式中， yi為損耗值；y為yi的均值； xi為天線對數(shù)距離；為 xi的均值。經計算，r=0.96。結果表明在屏蔽室環(huán)境下，自干擾信道的路徑損耗可以用對數(shù)損耗建模。

從測試結果看，在存在大量多徑的屏蔽室環(huán)境下，其損耗系數(shù)為0.50，這與一般室內環(huán)境損耗系數(shù)在2左右有著很大差異。主要是因為在屏蔽室環(huán)境下四周存在金屬反射體，這些反射體對于電磁波有著很強的反射，信號的能量經多次反射并最終被天線所接收，形成波導效應［13］，從而導致其損耗系數(shù)偏小。

2.2 時延功率譜

收發(fā)天線分離同時同頻全雙工自干擾信道h（t，τ）可以用沖激響應建模：

式中，t表示為沖激的觀測時間；τ為沖激的應用時間；I為多徑數(shù)；ai（t）為第i條徑的幅度；τi（t）為第i條徑的時延；θi（t）為第i條徑的相位；δ為狄拉克函數(shù)。

本文采用頻域測量方法。頻域響應Y（f）由矢量網絡分析儀測量得到，通過IDFT變換，得到時域沖激響應 h（τ）：

式中，H（f）為2.5～2.7 GHz信道的頻率響應函數(shù)；w（f）為窗函數(shù)，主要用于降低頻譜的泄漏，本文w（f）采用Hanning窗［14］。

時延功率譜P（τ）定義為時域響應 h（τ）模值的平方［15］：

圖5 收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道時延功率譜

圖5是在屏蔽室環(huán)境下得到的不同位置與狀態(tài)下的PDP，圖5a是在屏蔽室A，B，C處分別得到的天線間距為0.5 m時的PDP。從圖5a可以看出，天線的主徑為直射徑，直射徑的功率與空間反射徑相差最小約5 dB左右，并且由于所處的位置不同，空間反射徑到達接收端的時間與強弱在不同位置會有很大的差別。這主要是由于在不同的位置，空間反射徑經歷的路徑距離與損耗不同。圖5b是在屏蔽室位置B處得到的天線間距為0.1，0.5，1 m時的PDP。從圖5b可以看出，隨著天線間距的增加，直射徑的功率逐漸減弱，直射徑與空間反射徑的相對的功率差逐漸變小。在天線間距為1 m時，直射徑與相鄰的空間反射徑的功率相差無幾，產生這種現(xiàn)象的主要原因是由于這些相鄰的空間反射徑在經金屬反射體反射后，損耗并不很大，且在不同方向上相疊加的緣故。在實際的應用場景中，天線附近出現(xiàn)比較強的反射體可能會出現(xiàn)這種現(xiàn)象，在對全雙工自干擾信號進行消除時，這種極端情景將會增加自干擾消除的難度與成本。

2.3 RMS時延擴展

RMS時延擴展描述信道環(huán)境中多徑時延擴展的統(tǒng)計特性，反映了信道時延擴展擴散的程度，其值越大，信道的畸變越大。RMS時延擴展定義為［15］：

其中，

式中， P（τk）是第k條路徑分量的功率；τk是對應的時延。

利用測試點的PDP，根據(jù)式（7）計算出每次測量的RMS時延擴展τrms。圖6為天線間距d=0.5，1 m時的 τrms的累積概率密度曲線。本文對不同場景得到的測試樣本采用柯爾莫洛夫-斯米爾洛夫檢驗（Kolmogorov-Smirnov test）來分析是否符合對數(shù)正態(tài)分布。其顯著性水平值P分別為0.72和0.99。從結果可以看出，對于屏蔽室場景，其RMS時延擴展的概率分布可以較好地符合對數(shù)正態(tài)分布。

因此，屏蔽室環(huán)境下收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道的τrms可用對數(shù)正態(tài)分布建模：

式中，τrms（d）是在天線間距為d時的RMS時延擴展；X（d）為服從N（μ，σ2）正態(tài)分布的隨機變量，μ為X（d）的均值，σ為X（d）的標準差，如圖6所示。當d=0.5 m時，μ=-16.27，σ=0.09，d= 1 m時，μ=-16.22，σ=0.10。

圖6 RMS時延擴展累積概率分布及對數(shù)正態(tài)擬合

圖7 RMS時延擴展與天線間距之間的關系

為了觀察天線間距與RMS時延之間的關系，選取不同天線間距下4個不同位置的平均RMS時延擴展進行比較，如圖7所示。從圖7可以看出，天線間距d＜0.4 m時，RMS時延擴展隨天線間距增加而增加，當0.4m＜d＜1m時，其RMS時延擴展相差不大，并且增加速度明顯放緩。一般來說，存在直射徑的情況下，RMS時延擴展的大小主要由相鄰間較強的空間反射徑的到達時間與強度所決定。在屏蔽室環(huán)境下，當天線間距較小時，自干擾信道的主徑為直射徑，直射徑與相鄰的空間反射徑的功率差較大，相鄰的空間反射徑對RMS時延擴展的貢獻較小，此時RMS時延擴展相對較小。隨著天線間距的逐漸增加，相鄰的空間反射徑相對直射徑的功率逐漸增強，其對于RMS時延擴展的貢獻越來越大，RMS時延擴展則逐漸增大，當直射徑的功率低于相鄰的空間反射徑或者相差無幾時，RMS時延擴展由最強的空間反射徑決定，此時RMS時延的變化相對趨于平穩(wěn)。

2.4 萊斯K因子

萊斯K因子定義為［16］：

式中，A為主信號幅度的峰值；2σ為多徑分量的方差。

本文采用基于時域沖激響應的方法計算萊斯K因子［17］，該方法是將直射徑分量的功率與空間散射分量的功率之比作為對K因子進行估計。

在位置B與D處測得K因子如表1所示，可以看出，在屏蔽室環(huán)境下，萊斯K因子隨著天線間距的增加逐漸變小，并且當天線間距d≥0.2 m時，其值小于0 dB。結果表明，當天線間距較小時，直射徑分量的功率占主導地位，隨著天線間距的增加，直射徑的功率逐漸降低，而空間反射徑的功率相對提高，有時相互疊加后的功率甚至可能超過直射徑的功率，這點在圖5b中已體現(xiàn)。自干擾信號包絡的萊斯分布特征在天線間距較近時比較明顯，隨著天線間距的增加，萊斯分布的特征逐漸降低，趨于瑞利分布。

表1 位置B，D處的K因子

圖8 天線間距d=0.5， 1 m時的萊斯K因子累積分布

為了觀察K因子在不同位置的分布特性，本文將天線間距d=0.5，1m時的K因子與正態(tài)分布進行比較，如圖8所示，對不同的位置得到的K因子的測試結果采用柯爾莫洛夫-斯米爾洛夫檢驗（Kolmogorov-Smirnov Test）進行擬合優(yōu)度分析，其顯著性水平值P均為0.77。結果表明全雙工自干擾信道的K因子在屏蔽室環(huán)境中較好地符合正態(tài)分布。

3 屏蔽室環(huán)境自干擾信道的特殊性

目前，全雙工系統(tǒng)主要采用收發(fā)天線分離和共用收發(fā)天線兩種結構［1］。對于采用共用天線的全雙工自干擾信道，將另文分析。對于收發(fā)分離的全雙工自干擾信道，與傳統(tǒng)的有用信道相類似，不同之處在于：對于收發(fā)分離的全雙工自干擾信道，收發(fā)天線的間距往往非常小，其接收天線可能處于接收天線的近場區(qū)域。

為了分析2.6 GHz頻段屏蔽室環(huán)境的同時同頻全雙工自干擾信道的特殊性，將屏蔽室環(huán)境與一般的室內環(huán)境自干擾信道以及一般的有用信道的統(tǒng)計參數(shù)進行對比，如表2所示。表中，全雙工自干擾信道下RMS時延擴展與K因子均為天線間距在0.5 m時的數(shù)據(jù)，室內全雙工自干擾信道測量結果取自文獻［10］，有用信道的結果取自文獻［18］。

表2 屏蔽室環(huán)境全雙工自干擾信道與一般室內環(huán)境信道的比較

結果表明，與一般室內環(huán)境的全雙工自干擾信道以及有用信道相比，屏蔽室環(huán)境全雙工自干擾信道的損耗系數(shù)小得多。這主要是由于屏蔽室的四周全部由金屬導體組成，當信號經天線發(fā)射后，經屏蔽室周圍金屬導體多次反射后，產生豐富的強多徑信號，形成波導效應，導致其損耗比一般室內環(huán)境小得多。

屏蔽室環(huán)境與一般室內環(huán)境下的全雙工自干擾信道以及有用信道相比存在豐富的多徑，因此屏蔽室環(huán)境比一般室內環(huán)境收發(fā)天線分離的全雙工自干擾信道的RMS時延擴展大。

由于屏蔽室環(huán)境周邊導體的反射，其多徑信號幅度與直射徑比一般室內環(huán)境的大，因此屏蔽室環(huán)境的全雙工自干擾信道的萊斯K因子比一般室內環(huán)境小很多，并且隨著天線間距的增加，其自干擾信號的包絡的萊斯分布特性越來越低。

4 結 論

本文針對屏蔽室場景，在2.6 GHz頻段上對收發(fā)天線分離的同時同頻全雙工自干擾信道進行了測量與研究，得到了傳輸損耗，RMS時延擴展，萊斯K因子相關信道特性參數(shù)的特性。最后，將屏蔽室環(huán)境與一般室內環(huán)境的信道傳播特性進行比較，結果表明，二者信道特性存在非常大的差異。這些結果為深入研究同時同頻全雙工系統(tǒng)的自干擾消除提供有意義的參考。

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編 輯 稅 紅

MSeealfs-uIrnetmerefnerteanncde MChoadnenlienlg w oift hC Soe-Tpaimraet eC To-XF raenqdu RenXc yA Fnutelln-nDausp ilnex Shielded Room Environment

WU Xiang-yu， SHEN Ying， and TANG You-xi
（National key Laboratory of Science and Technology on Communications， University of Electronic Science and Technology of China Chengdu 610054）

There are many multipaths in co-time co-frequency full-duplex （CCFD） self-interference channels in shielded room environment， so the study of self-interference channels has an important reference value. Measurements and characterizations are rarely involved at self-interference channels of CCFD in the shield room environment. In this paper， the measurements and analyses are performed at 2.6 GHz under typical indoor environment with channel sounder based on vector network analyzer. By analyzing the measurement data， the empirical channel characteristics such as path loss， the RMS delay spread and the Ricean K-factor have been extracted. Results show that the path loss is the logarithmic decrement with the increase of distance between Tx and Rx antennas. The statistics of root mean square （RMS） delay follows the lognormal distribution. The RMS delay increases with increasing the distance between Tx and Rx antennas. The statistics of K factor follows the normal distribution. The K-factor decreases with increasing the distance between Tx and Rx antenna.

channel measurement； full-duplex； indoor channel modeling； self-interference channel；shielded room

TN973.4

A

10.3969/j.issn.1001-0548.2016.02.005

2014 - 12 - 16；

2015 - 11 - 20

國家自然科學基金（61471108，U1035002/L05， 61001087， 61101034， 61271164， 61301154）；國家重大專項（2014ZX03003001-002，2012ZX03003010-003， 2011ZX03001-006-01）；中央高?；穑╖YGX2012J142）

吳翔宇（1979 - ），男，博士生，主要從事全雙工通信方面的研究.