劉 田

（中國西南電子技術(shù)研究所 成都 610036）

擾中通鏈路射頻自干擾抑制性能分析

劉 田

（中國西南電子技術(shù)研究所 成都 610036）

針對(duì)基于射頻干擾對(duì)消的擾中通系統(tǒng)，本文研究了采用多抽頭射頻干擾重建技術(shù)可獲得的自干擾抑制度，給出了抽頭數(shù)為2的自干擾消除器的解析結(jié)構(gòu)，并分析了干擾消除效果與信號(hào)帶寬和抽頭數(shù)的關(guān)系。數(shù)值分析與計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果表明：干擾消除能力隨信號(hào)帶寬增大而減弱，隨抽頭數(shù)增加而提升，對(duì)于100 MHz帶寬信號(hào)，6抽頭射頻對(duì)消器在S頻段可提供約70 dB的自干擾消除能力。

擾中通； 干擾對(duì)消； 射頻干擾重建； 自干擾

戰(zhàn)場環(huán)境“擾中通”鏈路的特征是在相同的時(shí)頻資源上，干擾敵方通信設(shè)備的同時(shí)建立我方的有效無線通信［1］。由于收發(fā)使用相同（或鄰近）的載波頻率，己方蓄意輻射的大功率干擾會(huì)嚴(yán)重壓制通信信號(hào)，甚至阻塞接收機(jī)前端，導(dǎo)致通信鏈路無法正常工作。因此，實(shí)現(xiàn)“擾中通”的核心是抑制已知的強(qiáng)干擾。

針對(duì)自干擾抑制技術(shù)的研究［2-4］大多聚焦于數(shù)字域信號(hào)處理，這類方法并不適宜“擾中通”場景。由于干擾機(jī)釋放的干擾功率遠(yuǎn)高于通信接收機(jī)工作電平，即使接收機(jī)前端不被阻塞，ADC也難以提供足夠的動(dòng)態(tài)范圍實(shí)現(xiàn)數(shù)字化。因此，擾中通系統(tǒng)必須首先在射頻前端完成自干擾抑制，確保殘余干擾功率符合ADC動(dòng)態(tài)范圍的約束，再進(jìn)一步實(shí)施數(shù)字干擾抑制以消除殘余干擾。

為實(shí)現(xiàn)射頻自干擾抑制，文獻(xiàn)［5］采用單獨(dú)的發(fā)射通道產(chǎn)生自干擾信號(hào)，在接收機(jī)前端實(shí)行干擾對(duì)消。由于不能消除發(fā)射機(jī)噪聲，該方法僅能提供約33 dB自干擾抑制度。文獻(xiàn)［6］提出采用一定間距的兩根發(fā)射天線，其合成方向圖在接收天線處形成零陷。該方法對(duì)天線布局要求較高，且不能處理寬帶干擾。文獻(xiàn)［7-8］利用巴倫（Balun）完成發(fā)射信號(hào)取反以對(duì)消干擾，該方法可支持寬帶干擾消除，但需要在射頻實(shí)現(xiàn)高精度時(shí)延對(duì)齊，工程實(shí)現(xiàn)難度較大。文獻(xiàn)［9］提出采用多抽頭延時(shí)線，通過對(duì)不同抽頭的幅度加權(quán)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的內(nèi)插重建，避免了對(duì)高精度延時(shí)調(diào)節(jié)的需求；文獻(xiàn)［10］通過實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)，進(jìn)一步驗(yàn)證了該方法的有效性；然而，上述研究均未給出干擾抑制能力的理論上界分析：即不考慮工程實(shí)現(xiàn)損耗，給定信號(hào)帶寬和重建干擾的抽頭數(shù)，實(shí)現(xiàn)最大干擾抑制度［9］。

因此，本文首先描述了一種基于多抽頭干擾重建的“擾中通”系統(tǒng)，其次，分析了干擾消除效果與信號(hào)帶寬時(shí)延以及抽頭數(shù)的關(guān)系，并給出了抽頭數(shù)為2時(shí)干擾抑制度的解析表達(dá)式，最后通過對(duì)數(shù)值計(jì)算和仿真結(jié)果的分析，得出對(duì)工程實(shí)現(xiàn)有意義的結(jié)論。

1 系統(tǒng)模型

圖1給出了基于射頻自干擾消除的擾中通系統(tǒng)模型。系統(tǒng)由干擾機(jī)、通信發(fā)射機(jī)和通信接收機(jī)3部分組成。假設(shè)通信接收機(jī)與干擾機(jī)在相同時(shí)間、相同頻率上工作，接收通道除了會(huì)接收到遠(yuǎn)端的通信信號(hào)，即有用信號(hào) rt（U），還會(huì)收到本地發(fā)射信號(hào)的自干擾 rt（I），rt （I（）的功率通常比 rt（U）強(qiáng)若干數(shù)量級(jí)。干擾抑制模塊位于通信接收機(jī)低噪聲放大器（LNA）前級(jí)，該模塊有兩個(gè)射頻輸入信號(hào)，分別來自接收天線和耦合回路，其輸出為干擾抑制后的射頻信號(hào)。

圖1 擾中通系統(tǒng)模型

接收機(jī)收到的信號(hào) r（t）可表示為：

式中， s（t）為干擾信號(hào)； n（t）為接收機(jī)噪聲；hJ為自干擾信號(hào)幅度；τJ為傳播時(shí)延。假設(shè)干擾機(jī)天線和接收機(jī)天線存在直射路徑（LOS），且直射徑信號(hào)功率遠(yuǎn)高于其他反射路徑，則直射徑信號(hào)是導(dǎo)致ADC阻塞的主要原因，射頻自干擾抑制只需要消除直射徑自干擾。

圖2 自干擾射頻重建和對(duì)消模型

采用如圖2所示的射頻自干擾抑制模型。其中，τi是固定延時(shí)，增益調(diào)節(jié)模塊由可變增益放大器和衰減器組成， ai是增益調(diào)節(jié)參數(shù)，i=0，1，，N -10。重建信號(hào) sC（t）可以表示為：

sC（t）與 r（t）合路，完成自干擾消除，rC（t）為干擾對(duì)消的輸出，可以表示為：

式中，sR（t）=hJs（t-τJ）-sC（t ）定義為殘余干擾。干擾抑制的準(zhǔn)則是最小化 sR（t）的能量。一般情況下可以認(rèn)為隨機(jī)過程 rU（t）、 s（t）和 n（t）之間相互獨(dú)立，所以殘余干擾能量最小等價(jià)于使 rC（t）能量最小。給定干擾抑制目標(biāo)信號(hào)的基帶信號(hào)帶寬B和固定抽頭延時(shí)τi， i=0，1，，N -1，干擾抑制的目標(biāo)函數(shù)為選擇a0，a1，，aN-1，使Λ最?。?/p>

式中，T為能量檢測積分時(shí)間。顯然Λ是目標(biāo)帶寬B、抽頭數(shù)N、干擾時(shí)延τJ以及τi的函數(shù)。具體實(shí)施中增益調(diào)節(jié)參數(shù)的選擇分3步進(jìn)行：

1） （權(quán)值粗估計(jì)）：干擾設(shè)備啟動(dòng)后射頻前端處于飽和狀態(tài)，接收通道被阻塞。此時(shí)利用射頻功率檢波器，根據(jù)梯度迭代最陡下降算法，可得到權(quán)值粗估計(jì) aiC。基于aiC實(shí)現(xiàn)干擾抑制后，阻塞消除，信號(hào)可以被A/D正常采樣和量化。

2） （權(quán)值精估計(jì)）：步驟1）基于射頻功率檢波只能得到初步的加權(quán)值。精確估計(jì)的權(quán)值 aiP在圖1所示數(shù)字干擾抑制模塊中計(jì)算得到，并反饋到射頻干擾抑制模塊。

3） （權(quán)值選擇）：權(quán)值選擇模塊根據(jù)射頻及ADC阻塞情況，從 aiC、aiP兩組權(quán)值中選擇使用。

本文將首先針對(duì)N=2的情況，推導(dǎo)干擾抑制度與B及τi的解析關(guān)系；再通過計(jì)算機(jī)仿真評(píng)估N＞2的干擾抑制效果。用ROPT表示干擾抑制度的理論上界，其定義是：假設(shè)射頻器件具有理想的數(shù)字特征（即忽略電纜時(shí)延誤差、幅度調(diào)整誤差、放大器線性度等工程因素），進(jìn)入接收天線的自干擾能量EJ與殘余干擾能量ER之比的最大值。

2 干擾抑制度計(jì)算

定義干擾的射頻信號(hào)為：

式中， sb（t）為復(fù)基帶； f0為載波頻率。當(dāng)N=2時(shí)，干擾重建可以看作由兩個(gè)不同幅度、相位的矢量，按照矢量加減法則（平行四邊形法則）合成目標(biāo)矢量的過程，則殘余干擾可以表示為對(duì)消目標(biāo)與重建干擾之差：

sR（t）的傅里葉變換為：

殘余干擾的能量可以在頻域計(jì)算為：

式中，2B表示射頻帶寬。為便于直觀表示ROPT與B和 τi的關(guān)系，設(shè) sb（t）在目標(biāo)帶寬B內(nèi)具有平坦的幅頻響應(yīng) Sb，且根據(jù)文獻(xiàn)［10］， τi取值應(yīng)滿足奈奎斯特采樣定理，不妨設(shè)τ0-τ1=1/（4B）且τ0＜τJ＜τ1，則式（8）可以進(jìn)一步表示為：

分別計(jì)算ER對(duì) a0、 a1的一階偏導(dǎo)數(shù)，得：

求解方程組（10），得抽頭加權(quán)系數(shù) a0和 a1的最優(yōu)解：

由式（12）可得，以對(duì)數(shù)形式表示的自干擾抑制度ROPT為：

3 數(shù)值分析及仿真

由式（13）可見， ROPT與（Bf0）以及時(shí)延比例因子η有關(guān)，稱（Bf0）為相對(duì)帶寬。圖3和圖5分別根據(jù)式（13）繪出了ROPT與（Bf0）和ROPT與η之間的關(guān)系。

由圖3可見，ROPT隨（Bf0）增加單調(diào)下降，說明了自干擾抑制能力隨（Bf0）增加而減弱，該結(jié)論與文獻(xiàn)［7-10］的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證結(jié)果相符；從圖3中還可以看出，自干擾抑制能力與時(shí)延比例因子η有關(guān)，η越小，自干擾抑制能力越強(qiáng)。

圖3 不同時(shí)延比例因子，射頻自干擾抑制能力與干擾帶寬Bf0的關(guān)系

圖4進(jìn)一步驗(yàn)證了上述結(jié)果：一方面，η=0.5時(shí)干擾抑制能力最弱，且對(duì)不同信號(hào)帶寬該結(jié)論都成立；另一方面，當(dāng)η→0或1時(shí)， ROPT將趨于無窮大。這是因?yàn)楫?dāng)η=0（或1）時(shí)，時(shí)延τJ=τ0（或τ1），自干擾信號(hào)可以被精確重建。

圖5給出了抽頭數(shù)N = 6，不同Bf0下自干擾消除能力的計(jì)算機(jī)仿結(jié)果，并與N = 2的情況進(jìn)行了對(duì)比。仿真參數(shù)設(shè)置滿足如下約束條件：τi-τi-1≤1（4B）且τJ位于兩個(gè)相鄰抽頭延時(shí)之間12處（相應(yīng)于圖4中η=0.5的情況）。根據(jù)圖5的仿真結(jié)果可以得到如下3個(gè)結(jié)論。

圖4 不同干擾帶寬，射頻自干擾抑制能力與時(shí)延比例因子η的關(guān)系

圖5 不同抽頭數(shù)，射頻自干擾抑制能力與干擾帶寬Bf0的關(guān)系

1） 自干擾消除能力隨抽頭數(shù)增加而增強(qiáng)，其物理意義是：多抽頭干擾重建可以看作是更高維度的矢量合成，N越大，干擾重建精度越高?？紤]f0=2 400 MHz 的典型S頻段工程應(yīng)用，對(duì)于100 MHz帶寬信號(hào)，6抽頭射頻對(duì)消器可提供約70 dB的自干擾消除能力。

3） 不同抽頭數(shù)時(shí)，ROPT曲線的單調(diào)性不變。

4 結(jié) 論

針對(duì)“擾中通”鏈路設(shè)備同時(shí)同頻收發(fā)的特征，本文描述了一種采用多抽頭射頻干擾重建技術(shù)的自干擾抑制系統(tǒng)，闡述了系統(tǒng)的工作原理。推導(dǎo)了抽頭數(shù)為2時(shí)最優(yōu)干擾抑制度的解析表達(dá)式，結(jié)合計(jì)算機(jī)仿真分析了干擾抑制能力隨帶寬和抽頭數(shù)變化規(guī)律的原因，得到如下結(jié)論：首先，射頻自干擾抑制度隨干擾帶寬增加而減小，其變化規(guī)律具有單調(diào)性；其次，增加抽頭數(shù)量可以提升干擾抑制能力，其效果也隨信號(hào)帶寬增加而減弱。本文在分析和仿真過程中僅考慮了直射徑的情況。針對(duì)多徑環(huán)境射頻自干擾抑制的性能分析將是下一階段的研究方向。

［1］ Exelis Inc. EA-18G interference cancellation system（INCANS）［EB/OL］. ［2015-02-13］. http：//www.exelisinc. com.

［2］ LEE Y J， LEE J B， SUNG I P， et al. Feedback cancellation for T-DMB repeaters based on frequency-domain channel estimation［J］. IEEE Transactions on Broadcasting， 2011，57（1）： 114-120.

［3］ GOLLAKOTA S， KATABI D. ZigZag decoding： Combating hidden terminals in wireless networks［C］//SIGCOMM'08：Proceedings of the ACM SIGCOMM 2008 Conference on Data Communication. New York， ACM， 2008： 159-170.

［4］ HALPERIN D， ANDERSON T， WETHERALL D. Taking the sting out of carrier sense： Interference cancellation for wireless lans［C］//MobiCom'08： Proceedings of the 14th ACM International Conference on Mobile Computing and Networking. New York： ACM， 2008： 339-350.

［5］ DUARTE M， SABHARWAL A. Full-duplex wireless communications using off-the-shelf radios： Feasibility and first results［C］//45th Asilomar Conference on Signals，Systems， and Components. CA， USA： IEEE， 2010.

［6］ CHOI J I， JAIN M， SRINIVASAN K， et al. Achieving single channel， full duplex wireless communication［C］//Proc 2010 ACM MobiCom. Chicago， IL： ACM， 2010： 1-12.

［7］ JAIN M， CHOI J I， KIM T M， et al. Practical， real-time， full duplex wireless［C］//17th Annual International Conference on Mobile Computing and Networking （MobiCom'11）. NewYork： ［s.n.］， 2011.

［8］ HONG S， MEHLMAN J， KATTI S. Picasso： Flexible RF and spectrum slicing［C］//Proc 2012 ACM SIGCOMM. Helsinki， Finland： ACM， 2012： 37-48.

［9］ MCMICHAEL J G， KOLODZIEJ K E. Optimal tuning of analog self-interference cancellers for full-duplex wireless communication［C］//15th Annual Allerton Conference. Illinois， USA： ［s.n.］， 2012.

［10］ BHARADIA D， MCMILIN E， KATTI S. Full duplex radios［C］//Proc 2013 ACM SIGCOMM. Hong Kong，China： ACM， 2013： 375-386.

編 輯 稅 紅

Analysis oCfotmhem Suenlfi-cIanttieornf eurnednecre JCaamnmceilnlagt iLoinn Cksapacity in

LIU Tian
（Southwest Research Institute of Electronics Technology Chengdu 610036）

For a radio frequency （RF） interference cancellation based communication under jamming system，this paper investigates the achievable self-interference （SI） cancellation capacity of the multi-tap RF interference reconstruction scheme， derives the corresponding signal model in present of two taps， and analyzes the relationship between the cancellation capacity and the SI bandwidth as well as the tap number. The numerical analysis and simulations show that the achievable cancellation capacity decreases as the SI bandwidth increases and 6 taps can degrade an S-band 100-MHz bandwidth SI by about 70 dB.

communication under jamming； interference cancellation； radio frequency interference reconstruction； self-interference

TN973.4

A

10.3969/j.issn.1001-0548.2016.02.006

2015 - 04 - 09；

2015 - 12 - 16

劉田（1981 - ），男，博士，主要從事通信與導(dǎo)航中的信號(hào)處理方面的研究.