何明坤，范麗英，董 寧

(1.海盾雷達聲納工程技術有限公司，青島 266107；2.解放軍92721部隊，舟山 316000)

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聲表面波延遲線的優(yōu)化設計

何明坤1，范麗英1，董 寧2

(1.海盾雷達聲納工程技術有限公司，青島 266107；2.解放軍92721部隊，舟山 316000)

在現代雷達和通信系統中，聲表面波延遲線是應用非常廣泛的器件，與此同時，對該器件的技術要求也越發(fā)嚴格，以至于常規(guī)的聲表面波延遲線很難滿足。介紹了4種聲表面波延遲線的優(yōu)化設計方法，克服了傳統延遲線受器件尺寸和基片材料長度、相對帶寬及多路延遲的限制，滿足了雷達、通信等電子設備中對電信號的長延遲需求，為聲表面波延遲線設計提供了參考。

聲表面波；延遲線；叉指換能器；倒相換能器

0 引 言

聲表面波(SAW)延遲線具有結構簡單、體積小、一致性好、溫度穩(wěn)定等特點，廣泛應用于雷達、通信等電子系統中，基本取代了電纜延遲線，成為中頻、射頻段延遲信號的基礎器件。目前，在擴頻通信系統的相關解調器、雷達動目標顯示器、雷達距離回波信號模擬器、延遲路徑長度均衡器、電子對抗系統的應答式干擾機和多相調制器系統中，均能見到SAW延遲線,且已成為關鍵器件之一。本文介紹了5種聲表面波延遲線的優(yōu)化設計方法，便于在設計時參考，以進一步提高其性能，滿足更高的使用要求。

1 簡要原理

SAW延遲線由基片和設置在內部的 2個叉指換能器(IDT)組成，結構如圖1所示。左側的IDT將輸入電信號轉換為聲信號,經過聲媒質表面?zhèn)鞑ブ劣覀?，右側的IDT將聲信號還原成電信號輸出。延遲時間T取決于基片媒質聲表面波速度VS和兩換能器之間的距離L， 即T=L/VS。

圖1 SAW延遲線的結構

由于SAW在基片媒質中的傳播速度比電磁波慢約5個數量級，且能量集中在基片表面，所以SAW延遲線不但體積小(僅是同軸延遲線的千分之一)，還能同時實現多種信號處理功能(濾波和延遲功能結合)[1]。

2 聲表面波延遲線優(yōu)化設計

2.1 長時延固定延遲線

隨著雷達、通信及電子對抗領域技術的飛速發(fā)展，對延遲線的時延要求逐步在增大，需要更多時延大于30μs的延遲線，與此同時，隨著器件小型化、集成化的趨勢，客戶對器件尺寸的要求也日益嚴格，需要更小體積。這就形成了一對矛盾，采用常規(guī)的設計結構已經無法滿足這一要求，為了合理化解這一沖突，需要對常規(guī)設計結構進行優(yōu)化。經過不斷的修改嘗試，折疊式結構的延遲線應運而生，既實現了長延時，也縮小了體積(為常規(guī)結構的一半)。

折疊式固定延遲線由輸入IDT、輸出IDT和1個(或多個)通道轉換器構成,結構如圖2所示。需要延遲的電信號經輸入IDT轉變成聲信號,當SAW到達通道轉換器時,在相鄰通道內會產生1個相反方向的聲波,再經輸出IDT將聲信號還原成電信號輸出。延遲時間T取決于基片媒質聲表面波速度VS和兩換能器之間的距離(L=L1+L2)， 即T=L/VS=(L1+L2)/VS。

圖2 折疊式固定延遲線的結構

通道轉換器是折疊式固定延遲線的設計關鍵，它將延遲通道折疊，使其對基片的長度成倍下降，故也減小了器件的體積和重量。

2.2 寬帶固定延遲線

在雷達、通信系統中，為了實現SAW延遲線多種信號處理功能，要求信號經過延遲線后不造成失真，從技術上需要延遲線器件的帶寬必須遠大于被延遲的直擴信號帶寬，即寬帶延遲線。由于常規(guī)SAW延遲線的帶寬受叉指指條數的限制，伴隨著相對帶寬的增加，同時會增大器件損耗及降低阻帶抑制。為了緩解這一矛盾，采用倒相換能器(PRT)結構，它由中心節(jié)換能器和兩端倒相換能器組成。中心節(jié)換能器不加權，兩端倒相換能器進行部分幅度加權，倒相叉指孔徑為中心節(jié)孔徑的0.6倍，其第1條叉指與相鄰中心節(jié)叉指相位相同[2]，如圖3所示。

圖3 PRT結構的固定延遲線

該結構無需調諧，對延遲和相位的波動無附加影響，確保信號不失真。它的傳輸函數為：

(1)

式中：n為中心IDT指對數；a為倒相換能器距IDT邊緣中心的距離。

經仿真計算，得到頻率/幅度特性圖如圖4所示。 由圖4可看出，在均采用5對叉指換能器的情況下，a=1時，PRT結構換能器3dB帶寬較常規(guī)結構增加80%。

圖4 頻率/幅度特性圖

若取中心換能器指對數為N，倒相換能器不進行幅度加權，其頻率響應正比為:

(2)

為了便于理解，下面用圖示法對倒相換能器的頻響進行說明。1個倒相換能器可等效認為由3組換能器組成，如圖5所示。第1組中心換能器為N對指，第2組中心換能器為N+1對指，第3組中心換能器是N+2對指且與前2組換能器相位相反。假定這3組換能器在空間上以中心位置對齊重疊排列，共用1個聲通道，但互不干擾。

圖5 3組等效倒相換能器

第2、3組的叉指換能器的沖擊響應之和h4(t)=h2(t)+h3(t)，如圖6所示。

圖6 第2、3組換能器沖擊響應之和示意圖

3組的叉指換能器的沖擊響應之和hPRT(t)=h1(t)+h4(t)=h1(t)+h2(t)+h3(t)，如圖7所示。

圖7 3組換能器的沖擊響應之和示意圖

再對倒相換能器進行幅度加權，加權系數W≤1，則:

hPRT(t)=h1(t)+Wh4(t)=h1(t)+Wh2(t)+Wh3(t)

(3)

根據傅里葉變換的疊加性：

HPRT(f)=H1(f)+H2(f)+H3(f)

(4)

HPRT(f)=H1(f)+WH2(f)+WH3(f)

(5)

圖5中3組換能器是等孔徑的，頻響對應于不同的SINC函數:

(6)

只考慮其幅度特性，則式(3)、(4)變?yōu)?

HPRT(f)=H1(f)+H2(f)-H3(f)

(7)

HPRT(f)=H1(f)+WH2(f)-WH3(f)

(8)

并且有:

(9)

(10)

倒相換能器頻響與加權系數的關系如圖8所示。

圖8 倒相換能器頻響與加權系數的關系

從圖8中可以看出，W越大，倒相換能器帶寬越大。

2.3 可編程延遲線

由于聲表面波延遲線由線性網絡組成，在實現延遲的過程中，能保證輸入輸出載頻不變，且始終保持脈沖的相參性。聲表面波延遲線的這一特性可用于產生拖距干擾脈沖，利用超外差的原理，在拖距的過程中，對輸出信號進行同步移頻，能很好地實現速度拖引[3]。而在實際的欺騙干擾應用中，需要同時產生多個假目標以迷惑對方雷達，此時，就需要將單一延遲模塊組合升級成多延遲模塊，各延遲單元的選通由可編程控制開關控制，繼而產生多個假目標，達到欺騙脈沖多普勒(PD)雷達的目的。圖9為聲表面波可編程延遲線的結構框圖。

圖9 可編程延遲線結構框圖

該組件由6個延遲單元組成，延遲時間分別為0.1μs,0.2μs,0.4μs,0.8μs,1μs,3.2μs，每個延遲線單元的損耗由放大器進行補償。射頻脈沖所需的延遲時間由控制開關產生，共有64種狀態(tài)(0～6.3μs，間隔0.1μs)。當雷達信號進入時，單元1先延遲0.1μs輸出，將跟蹤波門偏離真實信號0.1μs。接著以0.1μs的步進可將跟蹤波門偏離真實信號6.3μs。

2.4 多抽頭延遲線

在實際的欺騙干擾應用中，往往需要一些延遲時間比較長的延遲線。由于多級級聯后會使帶寬變窄，長延時高頻損耗變大，這需要在設計時進行優(yōu)化。首先應選用衍射系數小的壓電基片，采用寬帶結構的輸入換能器，輸出換能器采用多抽頭形式[4]。圖10為聲表面波多抽頭延遲線的結構框圖。

圖10 多抽頭延遲線結構框圖

輸入調制脈沖經過第1級延遲40μs，進入第2級產生5個延遲60～80μs的調制脈沖，再進入第3級產生6個延遲85～110μs的調制脈沖，然后將60～110μs的延遲脈沖合路放大輸出。輸出換能器每隔5μs設置1個抽頭，共8個抽頭。如此以來，僅需3個基片便能實現輸出11路延遲60～110μs、間隔5μs的相似假目標。

3 結束語

本文結合常用的SAW延遲線，介紹了4種實用的優(yōu)化設計方法，折疊式固定延遲線克服了傳統延遲線受器件尺寸和基片材料長度的限制，寬帶延遲線采用倒相換能器結構使相對帶寬變寬，可編程、多抽頭延遲線能同時產生多個假目標，用于欺騙干擾，滿足了雷達、通信等電子設備中對電信號的長延遲需求，便于進行聲表面波延遲線設計時參考。

[1] 郝曉勤.聲表面波延遲線[M].南京:南京電子技術研究所，2010.

[2] 武以立.聲表面波原理及其在電子技術中的應用[M].北京:國防工業(yè)出版社，1983.

[3] 王心福.可編程延遲線相干干擾源[J].電子對抗技術，1997(2):5-11.

[4] 劉剛.用于PD雷達欺騙干擾的聲表面波延遲線組件[M].重慶:四川壓電與聲光技術研究所，2002.

OptimizedDesignofSurfaceAcousticWaveDelayLine

HEMing-kun1，FANLi-ying1,DONGNing2

(1.HaidunRadarSonarEngineeringCo.,Ltd，Qingdao266107，China；2.Unit92721ofPLA,Zhoushan316000,China)

Inthemodernradarandcommunicationsystem，thesurfaceacousticwavedelaylineiswidelyused，atthesametimethetechnologydemandofthedeviceismoreandmorestrict，sothattheconventionalsurfaceacousticwavedelaylineisdifficulttomeetthedemand.Thispapermainlyfocusesontheoptimizationdesignmethodoffourkindsofsurfaceacousticwavedelaylines，andthemethodovercomesthelimitationthattraditionaldelaylineislimitedbythedevicesizeandthelengthofsubstratematerial，relativebandwidthandthemulti-channeldelay，whichmeetsthedemandsoflongdelaytotheelectricsignalintheelectronicequipmentssuchasradar,communication,etc.，andoffersareferencefordesigningthesurfaceacousticwavedelayline.

surfaceacousticwave；delayline；interdigitaltransducer；phasereversetransducer

2016-05-05

TN

A

CN32-1413(2016)05-0060-04

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2016.05.015