閆紅超，李 磊

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.中國人民解放軍66040部隊，北京 100071)

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141A信號盲解調算法研究

閆紅超1，李 磊2

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.中國人民解放軍66040部隊，北京 100071)

針對非協(xié)作通信中MIL-STD-188-141A(141A)信號盲解調的需求，在分析總結現(xiàn)有幾種解調算法優(yōu)缺點的基礎上，對基于頻號信息的滑動快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform ，F(xiàn)FT)解調算法提出了改進，應用離散時間傅里葉變換(Discrete Time Fourier Transform，DTFT)算法計算信號精細頻偏對信號進行校頻預處理，統(tǒng)計獲取141A信號的實際頻號信息。對校頻預處理后的信號應用基于實際頻號信息的滑動FFT解調算法進行解調。應用仿真信號對改進的解調算法進行仿真，仿真結果表明，改進的解調算法相比原解調算法能夠適應更大的信號頻偏，解調效果良好。

141A；盲解調；校頻；滑動FFT

0 引言

短波通信是中遠距離無線通信的重要手段，但其信道條件復雜且不穩(wěn)定，很難保證可靠的通信質量[1]。為了使短波通信過程變得更加可靠和便于操作，出現(xiàn)了自動鏈路建立(Automatic Link Establishment,ALE)的概念，其綜合應用接收自動掃描、選擇呼叫與鏈路質量分析實現(xiàn)通信鏈路的自動建立[2]。1988年美國軍方頒布的短波自適應通信軍用標準MIL-STD-188-141A(以下簡稱141A)是其中最具特色與權威性的協(xié)議標準，并且成為許多國家的參考標準。

協(xié)作通信中，通信雙方可以利用已知的信號信息提高信號解調質量，但在電子對抗等非協(xié)作通信盲偵收條件下，接收信號特征參數(shù)未知，偵收方需要對接收信號的載波頻率以及符號速率等參數(shù)進行盲估計[3]，當分析結果存在誤差時，會造成盲解調算法性能下降。盲偵收條件下已知141A信號的調制樣式及符號速率。因此，載波頻偏是影響141A信號盲解調算法性能的主要因素。141A協(xié)議信號在用戶使用過程中出現(xiàn)了多種不同的解調算法，但在盲偵收條件下對存在較大頻偏的信號處理能力存在不足。本文在對已有的幾種解調算法進行分析研究的基礎上，對現(xiàn)有算法進行了改進，能夠處理較大的信號頻偏，實現(xiàn)盲偵收條件下141A信號的正確解調。

1 141A信號特征

141A信號采用相位連續(xù)的8FSK調制樣式，每個單音對應3個bit，符號速率為125 Baud，信息速率為375 bps，基帶信號載頻頻率為1 625 Hz。141A信號的調制波形是8個正交單音，每個單音代表3 bit數(shù)據(jù)，對應關系如表1所示[4]。

表1 141A信號比特流與調制頻率對應關系

141A信號要求基帶音頻所產生的單音精度應在±1 Hz以內；在射頻，所有發(fā)送單音的幅度精度應在2 dB范圍內。

2 現(xiàn)有解調算法分析

8FSK信號的解調方法分為相干解調與非相干解調2種，由于短波信道為時變信道，信號傳輸存在多徑時延和相位起伏，信號收發(fā)過程中信道變化可能比較快，接收信號的相位不易保持長時間的穩(wěn)定，信號載波恢復較為困難，因此該類信號一般采用非相干解調方法[5]。

傳統(tǒng)的8FSK信號非相干解調采用鑒頻算法，通過求取信號瞬時頻率得到對應的信號基帶波形，經過同步處理后，解映射得到解調碼流。但141A協(xié)議信號為短波信號，信號通過短波信道后存在畸變，對信號瞬時頻率的求取存在較大抖動，造成獲得的基帶波形畸變，使信號的定時判決存在較大誤差，性能較差。

文獻[6]對3種基于FFT的141A信號解調算法進行了比較。3種算法都基于已知的信號頻率信息，最大能夠適應125 Hz的信號頻偏，當信號頻偏較大時，3種算法的解調性能會嚴重惡化。

文獻[7]中提到基于幅度信息的滑動FFT解調算法，該算法采用8 kHz信號采樣率，每次進行64點的FFT計算，頻域得到的64根譜線分別標記為0、1、2、……、63，141A信號的8個單音在頻域對應譜線6、8、10、……、20，稱這8根譜線為“信號頻點”?；诜刃畔⒌幕瑒覨FT解調算法將每次FFT結果的8個“信號頻點”上功率譜線幅度的最大值提取出來得到信號基帶波形，定時處理判決后得到信號解調碼流。但是該算法存在明顯的缺點：短波信號波形畸變較大，難以進行有效的峰值判決；當信號存在頻偏時同步信息將難以提?。粚Ψ鹊慕^對值敏感。

為了解決基于幅度信息的滑動FFT解調算法不足，文獻[7-8]提出了基于頻號信息的滑動FFT解調算法，該算法將每次FFT變換后的頻譜中幅度最大譜線對應的頻號作為當前計算的結果，利用頻號信息曲線作為待判曲線以得到解調結果。該算法改善了判決曲線質量，提高了解調性能，但在信道惡劣時，待判曲線仍會出現(xiàn)一定的畸變，影響同步和解碼性能?；陬l號信息的滑動FFT解調算法通過對信號加窗、中值濾波、大數(shù)判決等處理一定程度上解決了上述問題，解決了小信噪比及小幅度信號的判決問題，能夠適應一定的載波頻偏。

基于頻號信息的滑動FFT解調算法能夠處理小于125 Hz的載波頻偏[7]，但是仍然無法滿足盲偵收條件下141A信號解調處理要求。當141A信號受到惡劣短波信道環(huán)境影響時，信號盲分析算法對信號載頻的估計誤差甚至會超過250 Hz，即141A信號2個調制單音頻率的間隔。此時141A信號的實際頻號信息與理論頻號信息不一致，應用基于理論頻號信息的滑動FFT解調算法無法得到正確的基帶信號波形，解調性能下降。

3 改進的解調算法設計

改進的141A信號盲解調算法對文獻[7-8]中基于頻號信息的滑動FFT解調算法進行了改進，通過對141A信號進行預先校頻處理，獲取信號的實際頻號位置信息，適應了盲偵收條件下信號頻偏較大的條件，解決了原解調算法無法適應信號較大頻偏的不足。

改進算法采用8 kHz的信號采樣率，每個符號的采樣點個數(shù)為64。改進的141A信號盲解調算法處理流程如圖1所示。

圖1 改進的141A信號盲解調算法處理流程

算法的改進部分主要完成信號預處理，關鍵技術為信號頻率估計及信號實際頻號信息的獲取。

3.1 信號頻率估計

信號頻率估計的目的不是為了得到精確的載頻頻率，而是為了得到141A信號8個調制單音的頻率信息，通過頻率調整使信號的8個單音盡量落在FFT的譜線位置上。信號頻率估計需要在一個完整碼元內進行，因此首先需要得到一個完整碼元內的采樣數(shù)據(jù)。

對檢測到的141A信號截取一段數(shù)據(jù)進行頻率估計，為了減小短波信道對頻率估計的影響，截取的信號需要大于5個完整的碼元長度；然后對截取的信號進行窗長為64點的滑動FFT計算，并將每次計算得到的FFT結果的峰值進行存儲；最后對存儲的峰值結果求取最大值，最大值對應的位置為一個完整碼元的開始，從而得到一個完整碼元的采樣數(shù)據(jù)。一個完整碼元內的采樣數(shù)據(jù)為一段單音信號，對該段單音信號進行分析，得到精確的信號頻率估計值。

單音信號頻率估計的方法較多，本文采用FFT加頻譜細化的算法實現(xiàn)信號精細頻率估計。Chirp-Z變換是一種常用的頻譜細化方法，能夠識別頻譜的細微結構，得到比常規(guī)頻譜分析更為詳盡的頻譜信息，已廣泛應用于信號分析等領域。DTFT算法是一種特殊的Chirp-Z變換，具有比Chirp-Z變換更優(yōu)的性能，其頻率分辨率不受信號采樣點數(shù)的制約，可以根據(jù)實際需求任意選定[9]。文獻[10]設計了一種DTFT的快速算法，在相同的FFT頻率分辨率條件下，能夠保持與Chirp-Z變換相同的頻率估計精度，但運算量遠小于Chirp-Z快速算法，因此本文應用DTFT算法實現(xiàn)信號頻譜細化計算。

DTFT算法在時間軸上離散取值，在頻域上連續(xù)取值，頻譜是連續(xù)的，突破了FFT頻率分辨率受采樣點數(shù)的限制，有效克服了FFT譜的柵欄效應[10]，能對任意感興趣的頻率區(qū)間進行細化分析。DTFT在有限長度采樣數(shù)據(jù)上的定義為[11]：

式中，fs為采樣率；N為用于頻譜計算的采樣點個數(shù)；s(n)為信號時域采樣數(shù)據(jù)；S(f)為信號頻譜；f為任意感興趣的連續(xù)的信號頻率值，為了實現(xiàn)數(shù)字信號中的頻率計算，該值需要離散取值，但是可以無限細化。

單音信號頻率估計首先應用64點的FFT計算得到單音信號頻率的粗略估計值，然后應用DTFT算法獲得頻率粗估值左右各125 Hz頻率范應內詳盡的頻譜信息，對DTFT計算結果求取最大值得到細化后的精細頻率估計值。

141A信號信噪比為10 dB，頻偏為275 Hz時，由表1可知，141A信號8個調制單音實際頻率分別為1 025 Hz、1 275 Hz、1525 Hz、1 775 Hz、2 025 Hz、2 275 Hz、2525 Hz、2775 Hz。應用FFT計算得到的頻率粗估值為距離上述8個單音頻率最近的某根FFT譜線對應的頻率。

用隨機截取的一個完整碼元內的采樣數(shù)據(jù)通過FFT計算得到的頻率粗估值為1 750 Hz時，此時對應的141A信號調制單音頻率應該為1 775 Hz，應用DTFT計算得到1 625～1 875 Hz頻率范圍內的精細頻率估計曲線如圖2所示。

圖2 DTFT算法精細頻率估計曲線

由圖2可知，應用DTFT算法可以得到精細的單音信號頻率估計值。

根據(jù)計算得到的單音信號頻率估計值對141A信號頻率進行調整，調整量為頻率精估值與頻率粗估值的差值。在前述的275 Hz頻偏條件下，將141A信號向下搬移25 Hz，使141A信號的8個調制單音均落在FFT的譜線位置上，避免了信號能量泄露，有利于信號實際頻號信息的獲取。

3.2 實際頻號信息獲取

3.1節(jié)中用于頻率估計的單音信號是隨機截取的，當信號頻偏較大時，無法準確判斷該單音信號在141A信號調制中的理論頻率值，對141A信號進行頻率調整后，雖然8FSK信號的8個調制單音均落在了FFT譜線位置上，但是造成了實際頻號位置與理論頻號位置不一致，因此需要獲取實際的頻號位置信息。

實際頻號位置信息的獲取采用滑動FFT算法實現(xiàn)。步驟如下：

① 對檢測到的141A信號數(shù)據(jù)進行步進為8，窗長為64點的滑動FFT計算；

② 以3.1節(jié)中頻率調整后的FFT峰值位置為標準，在依次間隔為2的FFT譜線位置上求取每次滑動FFT結果的最大值，存儲相應的頻號位置信息；

③ 對存儲的所有頻號位置信息進行統(tǒng)計，選取其中8個位置連續(xù)的最大值作為實際的信號頻號信息。

獲取實際的頻號位置信息以后，應用基于實際頻號信息的滑動FFT解調算法對經過頻率調整的141A信號進行解調處理。

4 算法仿真及應用

改進的141A信號盲解調算法測試信號分別采用MATLAB生成的仿真信號與實際采集的141A短波信號。仿真信號調制特征與141A協(xié)議完全一致，短波信道條件采用國際電信聯(lián)盟無線通信組(ITU-R)在ITU-RF.520(1992)中定義的典型中度短波信道條件，各參數(shù)如表2所示[12]。

表2 ITU-R定義的典型中度短波信道條件

當仿真信號信噪比為10 dB，頻偏為275 Hz時，應用原基于頻號信息的滑動FFT解調算法與改進的解調算法得到的141A信號解調眼圖分別如圖3、圖4所示。

通過對原解調算法與改進解調算法得到的解調眼圖的比較可以看出，當141A信號存在較大頻偏時，由于實際頻號信息與理論頻號信息不一致，原解調算法已經無法對信號進行有效解調處理，而改進的解調算法由于對較大的信號頻偏進行了處理，并且得到了實際的頻號信息，因此解調效果很好。

在與ITU-R定義的中度短波信道環(huán)境相當?shù)亩滩ㄐ诺拉h(huán)境下實際采集一段141A信號，應用改進的解調算法對該信號進行解調處理，得到的解調信息經過解碼處理后得到的結果如圖5所示。

圖3 原解調算法得到的解調眼

圖4 改進解調算法得到的解調眼

圖5 實際采集的141A信號解碼結果

由仿真信號及實際采集信號的解調處理結果可知，改進的基于實際頻號信息的滑動FFT解調算法能夠適應較大頻偏條件，實現(xiàn)141A信號的盲解調處理。

5 結束語

本文在對幾種141A信號現(xiàn)有解調算法進行分析比較的基礎上，結合141A信號波形特征，對基于頻號信息的滑動FFT解調算法進行了改進，對算法改進部分進行了詳細闡述。改進算法對較大的信號頻偏進行了精細測頻校正，并得到了校頻后信號的實際頻號信息，解決了較大信號頻偏造成的信號頻譜能量泄露問題以及實際頻號信息與理論頻號信息不一致的問題。對仿真信號及實際接收信號的解調結果證明，改進的解調算法能夠適應較大頻偏條件下141A信號盲解調的需求。改進算法已經得到了實際應用，解調效果良好，具有實際應用價值。

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閆紅超 男，(1983—)，工程師。主要研究方向：信號解調、數(shù)字信號處理。

李 磊 男，(1981—)，助理工程師。主要研究方向：信息通信。

A Blind Demodulation Algorithm for 141A Signals

YAN Hong-chao1,LI Lei2

(1.The54thResearchInstituteofCETC,ShijiazhuangHebei050081,China; 2.Unit66040,PlA,Beijing100071,China)

For meeting the demand for blind demodulation of MIL-STD-188-141A(141A)signal,the algorithm of Frequency Index based Sliding-window Fast Fourier Transform(FFT)is improved based on the analysis of the merits and demerits of existing algorithms.The exact frequency deviation is calculated using Discrete-time Fourier Transform(DTFT),and then the preprocessing of signal calibration is conducted based on the information of frequency deviation,and the statistic data for these frequency indexes of 141A signal are gathered.The calibrated signals can then be demodulated using the algorithm of Frequency Index based Sliding-window FFT.The simulation of improved algorithm shows that the improved algorithm can adjust to larger frequency deviation and has better demodulation result compared with original algorithm.

141A;blind demodulation;frequency calibration;sliding-window FFT

10.3969/j.issn.1003-3106.2016.12.05

閆紅超,李 磊.141A信號盲解調算法研究[J].無線電工程,2016,46(12):17-20,25.

2016-08-30

國家部委基金資助項目。

TN911

A

1003-3106(2016)12-0017-04