田巧玉，汪道輝

(四川大學(xué)錦江學(xué)院，四川 眉山 620860)

工程與應(yīng)用 doi:10.3969/j.issn.1673-5692.2016.05.012

基于電流源開關(guān)技術(shù)的雙頻VCO設(shè)計(jì)

田巧玉，汪道輝

(四川大學(xué)錦江學(xué)院，四川 眉山 620860)

基于0.18-μm CMOS工藝，采用電流源開關(guān)技術(shù)設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一種雙頻壓控振蕩器(VCO).低頻帶和高頻帶振蕩信號(hào)分別采用Colpitts模式和交叉耦合對(duì)(CCP)模式實(shí)現(xiàn)，不同于傳統(tǒng)的采用諧振回路開關(guān)技術(shù)的雙頻VCO，所提出的VCO合成了Colpitts模塊和CCP模塊，避免了諧振回路額外的損耗，降低了電路功耗。設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的VCO芯片面積為0.97×0.81 mm2，測(cè)試結(jié)果表明當(dāng)VCO工作于Colpitts模式下時(shí)，功耗為7.2 mW，在5.4 GHz振蕩頻率下，相位噪聲為-118.1 dBc/Hz；工作于CCP模式下時(shí)，功耗為9.1 mW，在20.4 GHz振蕩頻率下，相位噪聲為-106.1 dBc/Hz。

雙頻帶；Colpitts模式；交叉耦合對(duì)模式；壓控振蕩器

0 引 言

為了實(shí)現(xiàn)通信系統(tǒng)的多功能應(yīng)用，雙頻段以及多頻段收發(fā)機(jī)得到了迅速的發(fā)展。隨著單芯片上雙頻帶系統(tǒng)的發(fā)展，對(duì)于VCO的性能提出了越來越嚴(yán)格的要求[1]，要求VCO能夠工作于雙頻帶范圍內(nèi)，并且具有較低的相位噪聲實(shí)現(xiàn)較純凈的正弦信號(hào)，為混頻器提供優(yōu)良的本振信號(hào)。相比較于片上系統(tǒng)集成兩個(gè)單頻段VCO而言，雙頻VCO的應(yīng)用更加靈活，復(fù)雜度更低[2-3]。目前，有兩種常用的實(shí)現(xiàn)雙頻VCO的方法，一種是再生增加法，利用頻率分頻器或者倍頻器來取得額外的頻段[4]，但是此方法需要外加額外的電路，增加了功耗；另一種是諧振回路開關(guān)方法，例如電容開關(guān)[5]、電感開關(guān)[6]、四階諧振回路開關(guān)[7]以及電磁耦合調(diào)諧[8-10]，然而此方法中開關(guān)器件的寄生電阻會(huì)導(dǎo)致諧振回路品質(zhì)因數(shù)的退化，進(jìn)而惡化雙頻VCO的相位噪聲，如果為了降低寄生電阻，就要增加開關(guān)器件的尺寸，這樣就會(huì)導(dǎo)致寄生電容的增加，降低電路的開關(guān)頻率。受限于LC諧振回路開關(guān)結(jié)構(gòu)以及振蕩開啟狀態(tài)的限制，以往雙頻VCO的頻帶比率(高振蕩頻率與低振蕩頻率的比值)都小于2.5，另一種常見的推推式VCO結(jié)構(gòu)，雖然在高頻段實(shí)現(xiàn)了較優(yōu)的調(diào)諧范圍[11]，但是它的頻帶比率為2，并且輸出功率也較低。

在本文中，提出了一種新型的雙頻VCO結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)基于電流源開關(guān)技術(shù)嵌入了Colpitts和交叉耦合對(duì)(CCP)兩種結(jié)構(gòu)。代替?zhèn)鹘y(tǒng)的LC諧振回路開關(guān)技術(shù)，所提出的結(jié)構(gòu)在諧振回路中沒有引入額外的電阻，因而可以實(shí)現(xiàn)較低的相位噪聲。而且，該雙頻VCO結(jié)構(gòu)也能取得較高的頻帶比率。

1 電路設(shè)計(jì)

圖1給出了本文所提出的雙頻VCO電路結(jié)構(gòu)，為了實(shí)現(xiàn)雙頻段振蕩，該結(jié)構(gòu)包含有Colpitts模塊和CCP模塊，通過開關(guān)Mc和Mp這兩個(gè)電流源，Colpitts模塊和CCP模塊分別在低頻段和高頻段處振蕩。例如，當(dāng)Mp開啟、Mc關(guān)斷時(shí)，CCP模塊在高頻段處振蕩，Colpitts模塊不工作。晶體管M3和M4為Colpitts模塊提供負(fù)阻，電容Cp、Cv2、Cc和電流源Mc補(bǔ)償Colpitts模塊諧振回路電阻的損耗，通過耦合兩個(gè)相同的振蕩器，實(shí)現(xiàn)Colpitts模塊差分信號(hào)的輸出。CCP模塊能夠在直流到高頻段之間提供一個(gè)寬頻帶的負(fù)阻抗，因而，中間高頻段振蕩器采用CCP拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，電路CCP模塊中的晶體管M1和M2用于補(bǔ)償LC諧振回路的電阻損耗，當(dāng)雙頻VCO操作于CCP模式下時(shí)，振蕩信號(hào)經(jīng)過Colpitts電路中的晶體管M3和M4輸出到端口。

圖1 提出的雙頻VCO電路

1.1 開啟狀態(tài)分析

圖2(a)和2(b)分別給出了雙頻VCO在Colpitts模式下的電路圖和簡化的小信號(hào)模型，以用于分析電路的開啟狀態(tài)和振蕩頻率，圖中Rc表示為電感的等效電阻損耗，由于晶體管的柵源間電容Cgs遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于Cp和Cx，因此將其忽略掉。由分析可知，Colpitts模式下的振蕩頻率fc以及為了滿足電路的開啟和振蕩狀態(tài)所要求的跨導(dǎo)gm2分別為：

(1)

(2)

圖2 Colpitts模式 (a)電路 (b)簡化的小信號(hào)模型

圖3(a)和3(b)分別給出了雙頻VCO在CCP模式下的電路圖和簡化的小信號(hào)模型，LC諧振回路由L2和Cv2組成，交叉耦合晶體管對(duì)M1和M2產(chǎn)生負(fù)阻，然后補(bǔ)償諧振回路的損耗，采用小信號(hào)分析可得，CCP模式下的振蕩頻率fp，以及為了滿足電路的開啟和振蕩狀態(tài)所要求的跨導(dǎo)gm1分別可表示為：

(3)

(4)

圖3 CCP模式(a)電路 (b)簡化的小信號(hào)模型

由式(2)和式(4)比較可見，Colpitts振蕩模式下要求的的跨導(dǎo)gm2大于CCP振蕩模式下所要求的的跨導(dǎo)gm1，因此，本文中將Colpitts振蕩模式設(shè)計(jì)成低頻段振蕩，將CCP振蕩模式設(shè)計(jì)成高頻段振蕩。

1.2 晶體管M3和M4分析

通過開啟晶體管Mp并關(guān)斷晶體管Mc，雙頻VCO工作于CCP模式下，因而位于中間的CCP模塊的輸出差分信號(hào)需要流經(jīng)過晶體管M3和M4的寄生電容，由圖1可見，由于Mc處于關(guān)斷狀態(tài)，因而沒有電流流經(jīng)過晶體管M3和M4，圖4所示為晶體管M3和M4的物理模型，電容Cgs、Cds、Csb以及Cdb分別為晶體管的柵-源間電容、漏-源間電容、源-襯底間電容和漏-襯底間電容，對(duì)于典型器件而言，Cgs和Cgd要大于Csb和Cdb，由圖1可見，中間模塊產(chǎn)生的振蕩信號(hào)經(jīng)由電容Cgd直接耦合到輸出緩沖級(jí)，振蕩信號(hào)到輸出端口之間的等效電容Ceq可由式(5)所表示，因而晶體管M3和M4的等效物理模型可由Ceq代替，圖5給出了雙頻VCO工作于CCP模式下時(shí)，采用等效電容Ceq的理論分析法以及物理晶體管模型仿真法所得到的振蕩頻率比較結(jié)果，可見采用這兩種方法得到的結(jié)果相差較少，只相差約0.5 G Hz，表明在電路仿真設(shè)計(jì)中，可以同時(shí)采用此兩種方法對(duì)電路進(jìn)行分析:

(5)

圖4 晶體管M3和M4的物理模型

圖5 工作于CCP模式下時(shí)，采用等效電容Ceq的理論分析法以及物理晶體管模型仿真法所得到的振蕩頻率比較結(jié)果

通過開關(guān)晶體管Mc和Mp的方式實(shí)現(xiàn)雙頻VCO的電流開關(guān)技術(shù)，由于實(shí)現(xiàn)振蕩的兩個(gè)LC諧振回路在低頻段和高頻段的工作是相互獨(dú)立的，因而可得到較高的頻帶比率。在設(shè)計(jì)中，由于Colpitts模塊可實(shí)現(xiàn)更低的相位噪聲，因此將其振蕩于低頻段，另外，CCP拓?fù)潆娐房蓪?shí)現(xiàn)更寬頻率范圍內(nèi)的負(fù)阻，同時(shí)需要更小的電流源，因而將CCP模塊振蕩于高頻段，高頻段信號(hào)必須經(jīng)由晶體管M3和M4耦合至輸出緩沖級(jí)，雙頻VCO工作于Colpitts模式下時(shí)，M3和M4工作于飽和狀態(tài)，雙頻VCO工作于CCP模式下時(shí)，M3和M4操作于截止區(qū)，在CCP模式下，晶體管M3和M4僅為振蕩信號(hào)提供交流耦合電容，同時(shí)為了避免M3和M4對(duì)高頻段振蕩產(chǎn)生影響，應(yīng)對(duì)這兩個(gè)晶體管的寬長進(jìn)行認(rèn)真選取。

2 測(cè)試結(jié)果分析

圖6所示為所提出的雙頻VCO的芯片照片，該芯片基于TSMC 0.18-μm CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，工藝提供一個(gè)多晶硅層和六個(gè)金屬層，并且芯片當(dāng)中所有的電容均為MIM電容形式。為了降低電感的電阻損耗，提高雙頻VCO的品質(zhì)因數(shù)，所有的螺旋電感都在最厚的金屬層M6層上實(shí)現(xiàn)，而且，所有的無源元件和互連線都采用電磁仿真軟件HFSS進(jìn)行電磁場(chǎng)仿真，芯片面積為0.97×0.81 mm2。

圖6 提出的雙頻段VCO的芯片照片

圖9 相位噪聲的測(cè)試結(jié)果 (a)5.4 GHz (b)20.4 GHz

采用在片測(cè)試的方式對(duì)該雙頻VCO進(jìn)行測(cè)試，振蕩頻率和輸出功率的測(cè)試采用Agilent E4407B頻譜分析儀，輸出緩沖級(jí)的兩個(gè)偏置電壓VB和Vb分別外加1.2 V和0.7 V的電壓，用于在輸出端口和LC諧振回路之間提供較高的隔離度，進(jìn)而穩(wěn)定輸出信號(hào)的振蕩狀態(tài)。當(dāng)開關(guān)電壓Vi2和Vi1分別外加0.8 V 和0 V時(shí)，雙頻VCO工作于Colpitts模式，此刻VDD2和VDD1的外加電壓分別為0 V和1.5 V，在該模式下的電流總功耗為7.2 mW。相反，當(dāng)開關(guān)電壓Vi1和Vi2分別外加1.1 V和0 V時(shí)，雙頻VCO工作于CCP模式，此刻VDD1和VDD2的外加電壓分別為0 V和1.5 V，在該模式下的電流總功耗為9.1 mW，由比較可見，產(chǎn)生高頻段振蕩信號(hào)的CCP模式消耗的功耗，比產(chǎn)生低頻段振蕩信號(hào)的Colpitts模式消耗的功耗要高，這主要是由于在高頻工作下，晶體管的性能下降所導(dǎo)致的結(jié)果。圖7給出了隨著控制電壓Vctr1或Vctr2變化的振蕩頻率測(cè)試結(jié)果，當(dāng)固定Vctr2為0V，Vctr1從-0.5 V到2 V變化時(shí)，雙頻VCO操作于CCP模式下，振蕩頻率為21.4 GHz～19.7 GHz，同理，當(dāng)固定Vctr1為0 V，Vctr2從-0.5 V到2 V變化時(shí)，雙頻VCO操作于Colpitts模式下，振蕩頻率為5.7 GHz～5.2 GHz。圖8所示給出了輸出功率的測(cè)試結(jié)果，可見，輸出功率足夠驅(qū)動(dòng)射頻收發(fā)機(jī)當(dāng)中的下一級(jí)混頻器模塊。

圖7 測(cè)試的雙頻VCO振蕩頻率

圖8 測(cè)試的輸出功率

相位噪聲的測(cè)試采用Agilent E5052B信號(hào)源分析儀和Agilent E5053A微波下變頻器完成，圖9(a)和(b)所示即為在振蕩頻率5.4 GHz和20.4 GHz下相位噪聲的測(cè)試結(jié)果，在1 MHz頻偏頻率處的相位噪聲分別為-118.1 dBc/Hz、-106.1 dBc/Hz，取得了較優(yōu)的相位噪聲。

表1給出了所設(shè)計(jì)的雙頻VCO性能與以往文獻(xiàn)報(bào)道的雙頻VCO性能的比較結(jié)果，由表可見，所提出的雙頻VCO具有最高的頻帶比率以及較低的功耗損耗，為了評(píng)估雙頻VCO的綜合性能，采用式(6)所示的品質(zhì)因數(shù)FOM表達(dá)式。

(6)

其中，L(Δf)為雙頻VCO的相位噪聲;fosc為振蕩頻率;Δf為頻偏頻率;Pdc為電路的直流功耗，由表可知，本文的雙頻VCO在低高兩個(gè)頻段上的FOM高至184.3 dBc/Hz和182.8 dBc/Hz，獲得了較優(yōu)的性能。

表1 雙頻VCO的比較

3 結(jié) 語

基于標(biāo)準(zhǔn)的0.18-μm CMOS工藝設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一種新穎的雙頻VCO，該電路采用全新的電流源開關(guān)技術(shù)實(shí)現(xiàn)雙頻段振蕩，電路中合并了Colpitts模塊和CCP模塊，在低功耗的情況下，取得了最大的頻帶比率。芯片測(cè)試結(jié)果表明，雙頻VCO取得了3.8的頻帶比率，在低頻段和高頻段上的FOM分別為184.3 dBc/Hz和182.8 dBc/Hz。

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田巧玉(1979—)，女，漢族，四川人，講師，主要研究方向?yàn)镃MOS射頻VCO的設(shè)計(jì)；

E-mail：tianqiaoyu6@sohu.com

汪道輝(1947—)，男，漢族，四川人，教授，主要研究方向?yàn)閱纹瑱C(jī)系統(tǒng)以及CMOS混合集成電路研究。

Design of a Dual-Band VCO Using a Current-Source Switching Topology

TIAN Qiao-yu, WANG Dao-hui

(Sichuan University Jinjiang College, Meishan 620860, China)

In this paper, a dual-band voltage controlled oscillator (DVCO)using a current-source switching topology is designed, implemented, and verified in a 0.18-μm CMOS technology.The low- and high-frequency bands are obtained by the Colpitts mode oscillation and the cross-coupled pairs (CCPs)mode oscillation, respectively.Unlike conventional dual-band VCOs realized by resonator-switching topologies, the proposed VCO is based on the composite Colpitts and CCP architecture to avoid additional losses in the resonator, or lower its power consumption.The fabricated VCO occupies a chip area of 0.97×0.81 mm2.Measurements show that the VCO operating in the Colpitts mode provides a phase noise of-118.1 dBc/Hz at 1 MHz offset from the 5.4 GHz oscillation frequency under 7.2-mW power consumption.When the VCO is operating in the CCP mode, it provides a phase noise of-106.1 dBc/Hz at 1 MHz offset from the 20.4 GHz oscillation frequency with 9.1 mW power dissipation.

dual band; Colpitts mode; cross-coupled pair mode; voltage-controlled oscillator

2016-06-23

2016-09-12

：A

1673-5692(2016)05-522-06