段紅光，田 枚，李玉菱

（重慶郵電大學(xué) 重慶市移動(dòng)通信重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400065）

LTE-A系統(tǒng)中基于DMRS的信道估計(jì)算法*

段紅光，田 枚，李玉菱

（重慶郵電大學(xué) 重慶市移動(dòng)通信重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400065）

LTE-A下行傳輸通信系統(tǒng)中采用了多達(dá)8天線端口的增強(qiáng)型M IMO技術(shù)，引入了新的參考信號(hào)DMRS，用于M IMO下行信道估計(jì)。分析LTE-A系統(tǒng)中基于DMRS的信道估計(jì)算法，提出了一種低復(fù)雜度的頻域線性最小均方誤差（LMMSE）插值算法。該算法基于DMRS對(duì)信道時(shí)延參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，并采用Look Up Table（LUT）方式，選擇相應(yīng)的頻域插值矩陣，完成頻域LMMSE插值過(guò)程。它解決了傳統(tǒng)頻域LMMSE算法中獲取信道二階統(tǒng)計(jì)信息的困難，也避免了對(duì)矩陣的實(shí)時(shí)求逆過(guò)程。仿真結(jié)果表明，此方法在降低了復(fù)雜度的同時(shí)保證了BER和MSE的性能，具有較大的實(shí)用性。

LTE-A；信道估計(jì)；DMRS；LMMSE；LUT

0 引 言

在無(wú)線通信系統(tǒng)中，系統(tǒng)通信性能很大程度上取決于信道估計(jì)的精度。為了完成信道估計(jì)，LTE-A標(biāo)準(zhǔn)針對(duì)不同的系統(tǒng)配置，定義了幾種不同的參考信號(hào)。其中，用戶專用參考信號(hào)（DMRS）可以支持基于非碼本預(yù)編碼的MIMO下行信號(hào)傳輸[1]。參考信號(hào)和傳輸數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)相同的預(yù)編碼和傳輸信道，由信道估計(jì)器得到的信道估計(jì)值可以看做是預(yù)編碼器和無(wú)線信道共同作用的結(jié)果，稱之為等效信道。

LTE-A在下行傳輸鏈路中采用正交頻分多址接入（OFDMA）。圖1描述了DMRS在傳輸信號(hào)時(shí)頻資源網(wǎng)格中的位置。圖中顯示了一個(gè)子幀，周期為1 ms，每個(gè)子幀由2個(gè)時(shí)隙組成。正常CP時(shí)，每個(gè)時(shí)隙有7個(gè)OFDM符號(hào)。頻域上有12個(gè)子載波，為一個(gè)RB的頻域子載波數(shù)。

圖1 DMRS的映射圖樣

DMRS在天線端口7至14上傳輸，其中每個(gè)天線端口可以指示一個(gè)物理天線，最多可以支持8流傳輸。DMRS采用CDM﹑FDM相結(jié)合的映射方式。對(duì)于天線端口7﹑8﹑11﹑13和天線端口9﹑10﹑12﹑14上的參考信號(hào)，分別采用CDM映射方式進(jìn)行區(qū)分；而端口7﹑8﹑11﹑13與端口9﹑10﹑12﹑14采用FDM的映射方式進(jìn)行區(qū)分。LTE-A協(xié)議中，給出了8組正交掩碼（OCC）用于CDM映射方式[2]。

本文創(chuàng)新點(diǎn)主要是對(duì)傳統(tǒng)頻域LMMSE插值算法的改進(jìn)。傳統(tǒng)頻域LMMSE插值算法中需要獲取信道的二階統(tǒng)計(jì)信息，如信道相關(guān)函數(shù)或信道功率時(shí)延譜（PDP）。雖然估計(jì)精度較高，但是實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較困難。此外，該算法還涉及矩陣的求逆。當(dāng)一個(gè)OFDM符號(hào)上的子載波個(gè)數(shù)較多時(shí)，這個(gè)求逆矩陣的階數(shù)也會(huì)越大，計(jì)算復(fù)雜度也越高。本文針對(duì)傳統(tǒng)頻域LMMSE插值算法缺點(diǎn)提出基于DMRS的信道估計(jì)改進(jìn)算法。該算法首先用LS算法得到DMRS位置的初始信道頻率響應(yīng)（CFR），再進(jìn)行時(shí)域線性插值，然后利用DMRS的CFR來(lái)估計(jì)信道時(shí)延參數(shù)，包括平均時(shí)延和時(shí)延拓展均方根（RMS），計(jì)算出頻域LMMSE插值算法所需要的信道相關(guān)矩陣，最后通過(guò)LUT完成頻域LMMSE插值過(guò)程。參考信號(hào)位置初始信道估計(jì)值和信道時(shí)延參數(shù)的獲取方法將在下文進(jìn)行介紹。

1 算法設(shè)計(jì)思想

在MIMO傳輸系統(tǒng)中，信道估計(jì)分別在每一個(gè)接收天線上進(jìn)行。因此，為了簡(jiǎn)便，在信道估計(jì)時(shí)可以只考慮其中一個(gè)接收天線。假設(shè)系統(tǒng)同步，那么接收信號(hào)在DFT后，可以表示為：

其中，k表示子載波索引；l表示OFDM符號(hào)索引；p表示端口號(hào)索引；Yk,l表示在第l個(gè)OFDM符號(hào)子載波k上的接收信號(hào)；Xk,l表示在第l個(gè)OFDM符號(hào)子載波k上發(fā)送的數(shù)據(jù)信息或是經(jīng)過(guò)OCC映射的導(dǎo)頻信號(hào)；Hk,l表示在第l個(gè)OFDM符號(hào)子載波k上的包含了預(yù)編碼的信道估計(jì)值；Zk,l表示在第l個(gè)OFDM符號(hào)子載波k上的噪聲，包含了由于多普勒頻域而產(chǎn)生的信道干擾。

整個(gè)信道估計(jì)過(guò)程可以分為三步：通過(guò)LS算法得到DMRS位置初始信道估計(jì)值；時(shí)域進(jìn)行線性插值；頻域進(jìn)行LMMSE插值。

1.1 DMRS位置信道估計(jì)

式（1）中：

表1 p的序列值

表1 p的序列值

p o r t 0 1 2 3( , , , ) p p p p W W W W p o r t 0123( , , , ) p p p p W W W W 7 + 1 + 1 + 1 + 1 9 + 1 + 1 + 1 + 1 8 + 1 -1 + 1 -1 1 0 + 1 -1 + 1 -1 1 1 + 1 + 1 -1 -1 1 2 -1 -1 + 1 + 1 1 3 + 1 -1 -1 + 1 1 4 -1 + 1 + 1 -1

以天線端口7﹑8﹑11﹑13為例，DMRS信號(hào)收發(fā)示意圖2所示。

圖2 DMRS信號(hào)收發(fā)示意

由收發(fā)示意圖可得：

令：

則式（4）可以表示為：

其中，Pk,l是以Sk,6﹑Sk,7﹑Sk,13﹑Sk,14為對(duì)角元素的對(duì)角矩陣；Wk,l=[wk,6,wk,7,wk,13,wk,14]'。

于是，得到參考信號(hào)位置信道估計(jì)值為：1.2 時(shí)域線性插值

在得到DMRS處初始信道估計(jì)值后，在時(shí)域進(jìn)行線性插值。

線性插值算法如下：

其中，x1﹑x2分別表示參考信號(hào)的時(shí)域位置，分別是對(duì)應(yīng)參考信號(hào)上的CFR。

假設(shè)一個(gè)子載波上相鄰的兩個(gè)參考信號(hào)位置分別為(k,l )和(k,l+1)，其中l(wèi)=7m+5，m為整數(shù)。通過(guò)式（12），可以求得(k,l+4)和(k,l+11)位置上的CFR。再通過(guò)式（13）時(shí)域線性插值算法，可求得(k,l+5)和(k,l+10)中間位置的CFR。時(shí)域線性插值算法比較簡(jiǎn)單，這里不做贅述。

1.3 頻域LMMSE插值

在獲得參考信號(hào)位置CFR和時(shí)域線性插值結(jié)果后，再在頻域進(jìn)行LMMSE插值算法，以獲得整個(gè)資源網(wǎng)格的信道估計(jì)響應(yīng)。

LMMSE算法被廣泛應(yīng)用于OFDM系統(tǒng)的系統(tǒng)信道估計(jì)中，以獲得信道估計(jì)的最小均方誤差。LMMSE算法需要用到信道SNR和信道相關(guān)矩陣。

接收信號(hào)模型表示如下：

其中，X表示發(fā)送數(shù)據(jù)，Y表示接收數(shù)據(jù)，H表示CFR，W表示噪聲。

LMMSE插值算法為[3]：

其中，Qf為頻域插值矩陣；表示頻域上所有參考信號(hào)子載波的自相關(guān)矩陣；R HHp表示頻域上所有子載波和參考信號(hào)子載波的互相關(guān)矩陣；I表示單位矩陣；β是一個(gè)與調(diào)制方式相關(guān)的因子；SNR為平均信噪比；是參考信號(hào)位置信道估計(jì)值。

信道相關(guān)矩陣RHH的計(jì)算公式如下[4]：

上文中提到，改進(jìn)的頻域LMMSE算法中，需要利用DMRS來(lái)估計(jì)信道時(shí)延參數(shù)，進(jìn)而求得信道相關(guān)矩陣，完成頻域LMMSE插值。具體過(guò)程如下所述。

假設(shè)無(wú)線信道的平均時(shí)延和均方根時(shí)延分別為τu和τrms。由參考文獻(xiàn)[5]可知，信道相關(guān)函數(shù)和信道時(shí)延參數(shù)滿足以下關(guān)系：

其中，Ts是采用間隔，N是DFT大小，q為子載波間隔數(shù)。從式（18）可以看出，τu和τrms可以通過(guò)參考信號(hào)信道相關(guān)函數(shù)Rf(0)和Rf(q)(q≠0)計(jì)算得到。此外，由參考文獻(xiàn)[6]可知，DMRS位置信道相關(guān)函數(shù)Rf(0)和Rf(q)可以通過(guò)DMRS位置的CFR得到。

ff則其計(jì)算公式如下：

在計(jì)算出參考位置信道相關(guān)函數(shù)后，信道時(shí)延參數(shù)τu﹑τrms可以分別由式（21）﹑式（22）計(jì)算得到：

求得τu和τrms后，再利用式（18）求得任意q下的信道相關(guān)函數(shù)，進(jìn)而求得信道相關(guān)矩陣RHp H p和R HHp，完成頻域FLMMSE的信道插值過(guò)程。

從上述推導(dǎo)可知，頻域LMMSE插值矩陣Qf與SNR和信道時(shí)延參數(shù)有關(guān)。當(dāng)二者發(fā)生變化時(shí)，需要對(duì)矩陣實(shí)時(shí)求逆得到Qf，計(jì)算復(fù)雜度較高。為了降低復(fù)雜度，可以根據(jù)不同的信道PDP和SNR，預(yù)先計(jì)算Qf并存儲(chǔ)起來(lái)，需要時(shí)進(jìn)行查表調(diào)用（LUT，Look Up Table）。在這種情況下，通過(guò)估計(jì)信道的時(shí)延參數(shù)，選擇最相近的信道PDP，再通過(guò)LUT得到Qf，從而完成頻域LMMSE插值。

2 仿真結(jié)果與分析

下面將對(duì)幾種信道估計(jì)方案性能進(jìn)行仿真。系統(tǒng)帶寬為3 MHz，載波頻率為2.5 GHz，DFT大小為128，采用QPSK調(diào)制方式，收發(fā)天線為8×8，迭代仿真次數(shù)為200次。仿真信道模型分別為EVA﹑EVA﹑ETU﹑UE，移動(dòng)速度分別為3 km/h﹑30 km/h﹑120 km/h。仿真結(jié)果依次如圖3﹑圖4﹑圖5所示。

圖3 信道環(huán)境為PedB_3 km/h時(shí)誤碼率性能曲線

圖4 信道環(huán)境為VehA_30 km/h時(shí)誤碼率性能曲線

圖5 信道環(huán)境為PedB_120 km/h時(shí)誤碼率性能曲線

這里，“PERFECT”表示理想信道估計(jì)，“LS”表示參考信號(hào)位置的信道估計(jì)采用最小二乘法，“Tlinear”表示時(shí)域采用線性插值算法，“FLMMSE”表示頻域采用LMMSE插值算法。

分析圖3﹑圖4﹑圖5的仿真結(jié)果可以看出，在不同的信道環(huán)境下，本文所提的算法性能都優(yōu)于“LS+Tlinear+Flinear”算法。隨著UE速度的增加，普勒平移產(chǎn)生的影響越來(lái)越大，各算法性能都有所下降，且UE速度越快，性能下降越嚴(yán)重。從圖5可以看出，當(dāng)UE速度較大時(shí)，BER性能曲線在高信噪比處出現(xiàn)平底效應(yīng)，且性能較差。因此，針對(duì)UE高速移動(dòng)情況下的信道估計(jì)算法還有待改進(jìn)。

3 結(jié) 語(yǔ)

本文對(duì)LTE-A系統(tǒng)中基于DMRS的信道估計(jì)算法進(jìn)行研究，提出了一種低復(fù)雜度的頻域線性最小均方誤差（LMMSE）插值算法。改進(jìn)算法首先通過(guò)LS算法對(duì)參考信號(hào)位置進(jìn)行初始信道估計(jì)，然后在時(shí)域進(jìn)行線性插值，而后在頻域進(jìn)行LMMSE插值。LMMSE插值算法的關(guān)鍵是要獲取信道二階統(tǒng)計(jì)信息。改進(jìn)的LMMSE插值算法先通過(guò)DMRS的信道估計(jì)值得到信道時(shí)延參數(shù)估計(jì)，然后選擇對(duì)應(yīng)的插值矩陣，完成FLMMSE插值過(guò)程。該算法不僅降低了傳統(tǒng)LMMSE算法獲取信道相關(guān)矩陣的難度，還通過(guò)LUT避免了矩陣的求逆，大大降低了運(yùn)算復(fù)雜度。此外，該算法性能也較其他算法好，因而具有較大的實(shí)用性。

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Channel Estimation Algorithm based on DMRS in LTE-A System

DUAN Hong-guang, TIAN Mei, LI Yu-ling

(Chongqing Key Lab of Mobile Communications, CQUPT, Chongqing 400065, China)

Enhanced MIMO technology with up to 8 antenna ports is employed in the downlink transmission communication system of LTE-A.DM-RS, as a new of reference signal, is introduced for downlink channel estimation in MIMO system. The channel estimation algorithm based on DMRS in LTE-A system is analyzed, and a low-complexity linear minimum mean square error(LMMSE) interpolation algorithm in frequency domain proposed, and this algorithm firstly estimates the time-delay parameters of the channel by DMRS, then completes LMMSE interpolation process in frequency domain by LUT(looking up table) for selection of corresponding frequency domain interpolation matrix. This solves the difficulty in acquiring the second order statistical information of the channel in the traditional frequency domain LMMSE algorithm, and avoiding the real-time inversion process of the matrix. The simulation results indicate that this method can reduce the complexity while ensuring the performance of BER and MSE, and thus is of fairly great practicability.

LTE-A; channel estimation; DMRS; LMMSE; LUT

TN911.23

A

1002-0802(2016)-11-1424-05

10.3969/j.issn.1002-0802.2016.11.002

段紅光（1969—），男，碩士，碩士生導(dǎo)師，高級(jí)工程師，主要研究方向?yàn)橐苿?dòng)通信技術(shù)；

田 枚（1991—），女，碩士研究生，主要研究方向?yàn)長(zhǎng)TE-A中信道估計(jì)算法；

李玉菱（1991—），女，碩士研究生，主要研究方向?yàn)長(zhǎng)TE-A無(wú)線通信信號(hào)檢測(cè)算法。

2016-07-14；

2016-10-22 Received date:2016-07-14;Revised date:2016-10-22