滕琳雅+堯文彬+楊一帆+李冬+張科

【摘 要】為了擴大容量，提升上行通信速率，需使用更高階的調制解調技術。目前LTE上行通信支持的最大調制為64QAM，相較16QAM上行調制，其理論上可提升50%的速率，上行64QAM的運用與SINR、BLER以及UE反饋的CQI等都有密切的聯(lián)系。主要研究64QAM調制技術以及通過試點測試結果總結各項指標提升情況，給出穩(wěn)定使用上行64QAM的網(wǎng)絡指標SINR門限值，最后提出未來網(wǎng)絡規(guī)劃建議。

【關鍵詞】64QAM SINR 上行調制

doi：10.3969/j.issn.1006-1010.2016.24.010 中圖分類號：TN929.5 文獻標志碼：A 文章編號：1006-1010（2016）24-0046-06

1 引言

LTE無線通信技術自2004年啟動標準化工作到2009部署全球第一張網(wǎng)絡，已經經歷了數(shù)年的發(fā)展，LTE網(wǎng)絡快速部署以數(shù)據(jù)業(yè)務為主導的新型業(yè)務不斷涌現(xiàn)，激發(fā)了產業(yè)創(chuàng)新活力[1]。在市場需求的驅動下，移動通信的技術演進步伐急需加速。涌現(xiàn)的新技術，比如窄帶物聯(lián)網(wǎng)（NB-IoT）和寬帶物聯(lián)網(wǎng)（eMTC）等標志著移動通信網(wǎng)絡正邁入4.5G/5G的時代，新的業(yè)務需求意味著對上下行速率、系統(tǒng)容量以及資源利用率等的更高要求。64QAM作為目前可支持的最大上行調制技術，理論上將提升50%的速率，在現(xiàn)網(wǎng)中開啟上行64QAM并實現(xiàn)穩(wěn)定使用是未來網(wǎng)絡發(fā)展趨勢[2]，下文對上行64QAM技術原理及運用進行分析研究。

2 64QAM技術原理

2.1 64QAM基本定義

mQAM是一種對振幅和相位聯(lián)合鍵控的二維調制，具備較高的調制效率和較好的功率利用率。其中，m為狀態(tài)數(shù)，通常取值16、32、64、128、256，狀態(tài)數(shù)越低（星座點之間的空間距離越遠）抗干擾能力越強，但調制效率變低，攜帶信息量變少；狀態(tài)數(shù)越高（星座點之間的空間距離越近）抗干擾能力越弱，但調制效率變高，攜帶信息量變多，對信道質量的要求也越高。mQAM在調制時產生2個邊帶信號和1個載波分量，載波分量不攜帶信息，不能有效利用功率，所以在調制的輸出信號中會將其抑制掉。64QAM是狀態(tài)數(shù)m取值為64的8進制調制技術[3]。

2.2 64QAM調制原理

（1）64QAM調制基本定義

目前上行可支持最大調制為64QAM，下行最大可支持256QAM。64QAM是狀態(tài)數(shù)m取64，采用8進制，每符號攜帶6 bit數(shù)據(jù)，相比上行16QAM，理論上頻譜效率提升50%，是實現(xiàn)4.5G/5G大寬帶技術之一。64QAM有兩個重要技術指標：MER（調制誤差率）和有效載荷，在64QAM條件下MER>32 dB，有效荷載為38 Mbps[4]。

（2）64QAM星座圖原理

64QAM每個星座點的調制由幅度和相位共同決定，采用8進制。對于一個特定系統(tǒng)，所需符號數(shù)為2n，n是每個符號的比特數(shù)。在64QAM中，n=6，每個星座點由6 bit組成，范圍是000000-111111共64個符號，所有信息都在每一個星座點中的6 bit中。

64QAM星座圖中每個星座點與幅度、相位一一對應，星座圖中每個點的坐標可表示為（aI[i]， aQ[i]），I信號和Q信號來自一個信號源，幅度和頻率相同，相互正交。一個碼元的表達式為：

y（t）=Amcosωct+Bmsinωct （1）

由上式可以看出一個碼元由兩個相互正交的載波構成，每個碼元6 bit，映射到星座圖上的一點就形成了圖1的64QAM星座圖上的64個星座點[5]。

（3）64QAM調制過程

信號源經信道編碼的二進制的MPEG比特流進入QAM調制器，信號分成2路，即I信號與Q信號，每種信號3 bit，共23=8種狀態(tài)，兩兩組合成64種組合對應星座圖中的64個星座點。

具體步驟如下：

◆輸入多路復用Ts，串行變并行，1路串碼變成2路并行碼流，速率減半，碼流為二進制。

◆擾碼頻譜擴散（為了避免數(shù)據(jù)幀結構中長連“1”或“0”的出現(xiàn)，以便在接收端恢復時鐘信號，保證1、0均勻分布，星座圖中各點的能量密度一致）。

◆信道編碼。

◆字節(jié)映射成符號，即完成電平變換或稱為進制變換（2電平變?yōu)?電平、2進制變?yōu)?進制，64QAM是將輸入數(shù)據(jù)轉換成6 bit數(shù)據(jù)組成的一個映射）。

◆濾波信號成型/基帶成型。

◆多電平正交幅度調制64QAM產生中頻信號。振蕩器產生同相載波，移相90°產生正交的載波，完成抑制載波，載波中不攜帶任何信號。

◆并串變換，將兩路并行碼流變?yōu)橐宦反写a流，速率增加一倍，碼流從二進制變?yōu)榘诉M制的符號。

◆上變頻形成RF信號輸出。

QAM的調制框圖如圖2所示，輸入數(shù)據(jù)經過串并變換后分為兩路，分別經過2電平到L電平的變換，形成和，然后和相互正交的載波相乘，最后把兩路信號相加就得到已調輸出信號。

輸入信號a[i]經串并變換：

a[i]=aI[i]+jaQ[i] （2）

經過信道后的接收端信號為：

r[i]=Gch[i]*a[i]+W[i] （3）

其中Gch[i]為信道頻率響應，W[i]為方差為σ2的白噪聲，變換后得到：

W?[i]仍為白噪聲，不過方差變?yōu)棣?2=σ2/Gch（i），這樣便得到理想情況下的接收信號數(shù)學表達式。實際過程中還要經過同步，信道估計等處理，下面的解調過程就是針對在理想狀態(tài)下的接收信號進行處理。

（4）64QAM解調過程

信號在傳輸過程中免不了受到環(huán)境中的噪聲干擾導致信號畸變，對于畸變不大的信號可以直接作出判斷，為0或1；但是當畸變比較嚴重的時候，無法直接進行判斷，這時候有兩種判決方法：

1）硬判決

64QAM把每6 bit映射成星座圖上的一點，經過正交載波調制后通過信道，由于噪聲存在，接收裝置接收到的信號會偏離原來所在的映射點，硬判決檢測距離最近的星座點作為硬判決點，一次性做出6 bit的輸出，進入下一級處理。

2）軟判決

對該碼元暫不做判決，輸出有關碼元信息，在64QAM解調過程中輸出的是該碼元的后驗概率或似然函數(shù)。軟判決對輸出的6 bit逐一進行處理并加以判定，從而獲得性能上的增益。

定義bIK、bQK為I路和Q路的第K位的比特，I、Q為星座圖上橫縱軸，每路坐標由3 bit確定，K=0～3。SIK（0）、SQK（0）為星座圖上I路和Q路第K個比特為0的星座點集合；SIK（1）、SQK（1）為星座圖上I路和Q路第K個比特為1的星座點集合。

軟判決不直接輸出判決結果，而是輸出該碼元的對數(shù)先驗概率似然比，即：

又因為r（i）=y（i）*Gch（i），（1）式可以簡化為：

用來判決bIK的概率對數(shù)似然比為：

因為lgΣjzj≈maxjzj，簡化（7）可得：

將（6）式代入，可得到最終簡化的判決式為：

同樣對于bQK上式也成立，即：

判決準則為，對于bQK同樣成立[6]。

3 影響LTE速率主要因素

3.1 LTE網(wǎng)絡性能指標——SINR

LTE網(wǎng)絡中，SINR決定網(wǎng)絡性能，網(wǎng)絡結構決定了SINR。影響LTE速率的因素包括SINR、CQI、MCS、PMI、RI、天線配置、UE等級等，其中SINR為最大的影響因素。

3GPP協(xié)議中沒有涉及SINR，怎樣測量SINR以及如何根據(jù)SINR得到相應的CQI和MCS，主要是由廠家的算法決定。UE基于每個資源塊（RB）測量相應下行鏈路的SINR，然后轉換為CQI數(shù)據(jù)上報給eNodeB，UE上報CQI時同時考慮了UE自身能力，因此UE并不上報實際的SINR數(shù)值，而是報告它能解碼的最高MCS，確保傳輸塊的錯誤率BLER不超過10%。也就是說，UE上報的不單純是實際無線信道情況，對于相同的信道狀況能力強的UE能上報更高等級的CQI，申請更高的MCS。eNodeB根據(jù)CQI為每個資源塊選擇合適的MCS，MCS的選擇由廠家算法決定，屬于核心算法[7]。

CQI為SINR的離散取值，通過解碼參考信號（RS）所有用戶UE都要向eNodeB上報CQI。圖3為上行編碼方式選擇流程：

表1是3GPP規(guī)定的CQI數(shù)值和對應的調制策略及速率。

3.2 UE對SINR測量值算法

上文提到UE對SINR的測量每個廠家有各自的算法，其中一種測量公式為：

其中Pk[Φ]k，k是UEk的功率，Pi（i≠k）[Φ]k，i是UE的功率總和。

在MIMO中，空間相關性對無線信道的容量有很大影響，在發(fā)射機不清楚無線信道的情況下，信道容量的計算公式為：

C=lg[det（INR+HHH ）] （12）

其中NR是接收天線數(shù)量，NT是發(fā)射天線的數(shù)量，γ是信號噪聲干擾比SINR，INR是NR*NR的單位矩陣，H是NR和NT之間的信道傳輸函數(shù)矩陣，（.）H是Hermitian共軛轉置操作[8]。

由以上分析可知，最終信道選擇何種調制解調方式很大因素上受到SINR的影響，好的SINR環(huán)境將保證更快的傳輸速率。

4 調度上行64QAM

eNodeB根據(jù)上行64QAM特性開關、終端是否支持上行64QAM以及eNodeB是否支持上行64QAM來進行MCS調整和資源分配等上行調度流程，如圖4所示，表2為終端支持上行、下行調制情況。

基站側開啟上行64QAM功能后根據(jù)終端上報信息判斷是否支持上行64QAM功能，目前支持上行64QAM的終端為CAT5、CAT8、CAT13。如果終端支持此功能基站側按照支持方式進行MCS調度，最后由選定的MCS分配資源。

64QAM相對16QAM理論上有50%多的頻譜效率提升，UL峰值吞吐量可以提升50%左右，所以開啟UL 64QAM可以明顯提升單用戶峰值吞吐量及小區(qū)UL容量。

5 上行64QAM性能驗證

為了更好地分析上行64QAM對上行峰值吞吐率的提升值，評估上行64QAM在系統(tǒng)容量和資源利用率方面的增益以及在何種SINR條件下使用上行64QAM能獲得穩(wěn)定增益進行了試點測試，研究適合啟用上行64QAM的SINR門限值。

在測試基站開啟上行64QAM的功能，將測試終端放置在好點位置，進行滿buffer上行UDP業(yè)務，穩(wěn)定后保持5分鐘以上。記錄業(yè)務的峰值吞吐量，完成后重復測試中點和差點的吞吐量。當好點、中點、差點全部測試完成后關閉上行64QAM功能，重復測試上述三類點的吞吐量。

平均吞吐量測試結果如圖5所示。

理論上好點打開64QAM開關，單用戶峰值吞吐量相比使用16QAM會獲得50%的增益，但實際增益要根據(jù)傳輸塊大小來計算。通過測試，在網(wǎng)用戶有8～21個，實際調度PB有波動，每秒RB數(shù)在16 000左右，好點實際吞吐量增益為35.59%，中點增益為24.90%，差點由于上行SINR低，進入不了64QAM。

中點SINR與64QAM占比測試結果如圖6所示：

從中點SINR與64QAM占比測試來看，上行SINR>20 dB時，64QAM比例基本能穩(wěn)定在100%；上行SINR在15 dB左右，64QAM比例會出現(xiàn)波動；上行SINR<12 dB時，64QAM比例下降較多。

通過試點測試結果可分析出，相比于16QAM，對于好點用戶、中點用戶，上行64QAM開關打開后，相較于開關關閉的情況，上行吞吐量分別獲得35.59%及25.90%的增益，差點情況下64QAM不能使用，但是對網(wǎng)絡質量也沒有負面影響。當上行SINR≥12 dB時，上行64QAM占比提升比較明顯。

6 上行64QAM部署建議

本文從第二節(jié)到第五節(jié)對上行64QAM從基礎原理到實際調度測試結果進行了分析，與64QAM密切相關的主要參數(shù)有：SINR、CQI以及BLER，現(xiàn)網(wǎng)中主要可通過優(yōu)化現(xiàn)網(wǎng)結構提升SINR達到有效穩(wěn)定使用上行64QAM的目的[9]。

為提升SINR需要對網(wǎng)絡進行合理規(guī)劃，降低重疊覆蓋度。考慮到目前網(wǎng)絡結構復雜，重疊覆蓋引起的同頻干擾及弱覆蓋現(xiàn)象較多，對啟用上行64QAM存在一定影響。通過試點的測試結果，針對熱點區(qū)域，即對開啟上行64QAM有較大需求的場景需保證好點及中點用戶的SINR為15 dB以上，用戶能獲得比較好的64QAM體驗。未來網(wǎng)絡規(guī)劃優(yōu)先在熱點區(qū)域開啟上行64QAM功能，在注重覆蓋廣度的同時需要滿足覆蓋深度的需求，提升綜合覆蓋率，逐漸從實現(xiàn)熱點區(qū)域連續(xù)覆蓋到全網(wǎng)連續(xù)覆蓋，降低MR弱覆蓋情況，最后在全網(wǎng)開啟上行64QAM功能，使用戶不僅能接入網(wǎng)絡[10]，更能享受到良好的網(wǎng)絡質量。

7 結束語

目前LTE無線通信技術正在經歷4G到4.5G/5G的關鍵過渡時期，上行64QAM作為提升上行峰值吞吐率、系統(tǒng)容量和資源利用率的上行通信技術，它是實現(xiàn)4.5G/5G大寬帶的核心之一。本文針對上行64QAM調制方案的原理與實際運用研究，分析總結現(xiàn)網(wǎng)測試結果，提出一種上行64QAM的部署建議，當網(wǎng)絡中SINR達到15 dB時建議開啟上行64QAM功能，可以獲得有效增益，為未來網(wǎng)絡規(guī)劃設計提供參考意見。

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