趙 永，趙艷雷，鞏 曉，梁世林

(山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院,山東 淄博 255049)

基于最近電平調(diào)制的MMC控制策略研究及仿真

趙 永，趙艷雷，鞏 曉，梁世林

(山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院,山東 淄博 255049)

模塊化多電平換流器(MMC)因其開(kāi)關(guān)耗損小、不依賴于器件串聯(lián)技術(shù)等優(yōu)勢(shì)，成為高壓大功率變流領(lǐng)域的研究熱點(diǎn).簡(jiǎn)要分析了基于MMC的最近電平調(diào)制(NLM)的原理，在電容電壓排序法的基礎(chǔ)上提出了上下橋臂電壓的平衡控制.在Matlab/Simulink仿真環(huán)境下搭建了基于MMC的最近電平逼近調(diào)制及其整流的仿真，結(jié)果表明最近電平逼近調(diào)制方式十分適用于MMC的大功率場(chǎng)合.

模塊化多電平變流器；最近電平逼近；子模塊；電容電壓；排序

模塊化多電平變流器(Modular Multilevel Converter,MMC)既可以用在靜態(tài)同步補(bǔ)償器，又可以應(yīng)用于高壓直流輸電、統(tǒng)一電能質(zhì)量控制器和統(tǒng)一潮流控制器等多種電力電子裝置中，具有廣泛的應(yīng)用前景[1].MMC是通過(guò)子模塊串聯(lián)構(gòu)成其橋臂的，其模塊化程度高，易于工程實(shí)現(xiàn)；通過(guò)靈活變化MMC串聯(lián)的功率單元的數(shù)目可以達(dá)到變換MMC的電壓及功率等級(jí)的目的；MMC隨著電平數(shù)的增多，其輸出電壓諧波含量越少，電壓畸變也越小，因此其調(diào)制波可采用較低的開(kāi)關(guān)頻率，降低損耗，提高效率.

調(diào)制技術(shù)是MMC得以實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵技術(shù)之一，在多電平變換器中常見(jiàn)的調(diào)制策略主要有指定次諧波消除法、載波移相脈寬調(diào)制策略、多載波PWM方法和電壓逼近調(diào)制等.指定次諧波消除法(SHE-PWM)是采用N個(gè)開(kāi)關(guān)角度的選擇來(lái)消去N-1個(gè)高次諧波分量.文獻(xiàn)[2]指出其開(kāi)關(guān)角方程組的求解亦十分復(fù)雜，不能實(shí)現(xiàn)在線調(diào)節(jié)；載波移相脈寬調(diào)制策略(CPS-SPWM)是將載波與調(diào)制波進(jìn)行比較，因其各個(gè)子模塊都需要一個(gè)不同的載波，文獻(xiàn)[2,3]指出其開(kāi)關(guān)頻率高，且對(duì)于多電平數(shù)系統(tǒng)，其調(diào)制算法過(guò)于復(fù)雜；多載波PWM是采用N個(gè)分配均勻且幅度相同的載波分別與調(diào)制波進(jìn)行比較.文獻(xiàn)[4,5]指出其內(nèi)部的功率器件開(kāi)關(guān)頻率較高；而電壓逼近調(diào)制策略按采用方法的不同又可以分為空間矢量調(diào)制(SVM)與最近電平逼近調(diào)制(Nearest Level Modulation,NLM)這兩種.SVM是用最近的電壓矢量來(lái)逼近調(diào)制波.文獻(xiàn)[6,7]指出SVM電壓矢量合成十分復(fù)雜，不適用于高壓大功率系統(tǒng).NLM是使橋臂的輸出電平最接近于參考電平，當(dāng)電平數(shù)不斷增加時(shí)，其輸出電壓諧波畸變率越低，具有開(kāi)關(guān)次數(shù)低、實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn).文獻(xiàn)[7-9]指出NLM非常適用于大功率場(chǎng)合.在不同應(yīng)用場(chǎng)合，上述方法各有優(yōu)劣，故在實(shí)際應(yīng)用中，要根據(jù)不同場(chǎng)合選取其合適的調(diào)制方法.

MMC的每個(gè)橋臂都是由一系列相互獨(dú)立的子模塊串聯(lián)而成，且這些元器件為非理想元器件，易造成功率單元電容電壓的波動(dòng)，而電容電壓的穩(wěn)定性是決定MMC性能的關(guān)鍵技術(shù)之一.為了保證橋臂電壓的平衡，在電壓排序法的基礎(chǔ)上進(jìn)行了改進(jìn)，以確保子模塊的投切狀態(tài)及橋臂電壓的調(diào)節(jié)以達(dá)到MMC橋臂電壓的平衡的目的.本文通過(guò)對(duì)NLM的原理分析，提出了橋臂電壓均衡控制，并對(duì)NLM適合于大功率場(chǎng)合進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，最后對(duì)MMC的整流應(yīng)用進(jìn)行了仿真.

1 MMC的基本原理

在典型的三相(n+1)電平MMC主電路圖中a、b、c三相分別由上橋臂與下橋臂組成，上下橋臂分別由n個(gè)子模塊和一個(gè)電抗器Ls串聯(lián)組成,每個(gè)子模塊(也稱功率單元)均由單獨(dú)的橋臂電容Ci和IGBT半橋構(gòu)成.為了抑制MMC中的環(huán)流，一般要求在MMC運(yùn)行過(guò)程中某一相上、下橋臂共有n個(gè)子模塊投入運(yùn)行，其余n個(gè)子模塊旁路.在MMC運(yùn)行過(guò)程中，調(diào)制信號(hào)決定了每個(gè)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，這些開(kāi)關(guān)狀態(tài)又決定了電容充放電的時(shí)間，從而保證了電容電壓的平衡.

MMC正常工作時(shí)的四種基本開(kāi)關(guān)狀態(tài)見(jiàn)表 1.其中1表示導(dǎo)通，0表示關(guān)斷.

表1 子模塊的開(kāi)關(guān)組態(tài)

模式T1D1T2D2iSMUSM電容狀態(tài)10100>0UC充電21000<0UC放電30010>00旁路40001<00旁路

2 最近電平逼近調(diào)制

為了得到更好的MMC輸出波形，選取合適的MMC控制技術(shù)顯得尤其重要.NLM是使橋臂輸出電平在任意時(shí)刻都盡可能地接近于參考電平.采用最近電平調(diào)制時(shí)，最關(guān)鍵的技術(shù)之一是選取合適的子模塊在MMC主電路上進(jìn)行投切，使其輸出盡可能地逼近調(diào)制波的電壓值.以圖1為例，上橋臂子模塊數(shù)目為N.假設(shè)MMC各功率單元的電壓為Udc/N，某相輸出電壓為uj*.由文獻(xiàn)[5]中MMC的單相等效示意圖，能夠得到上、下橋臂參考電壓：

(1)

(2)

將式(1)和式(2)分別對(duì)功率單元的電容電壓Udc/N取整可得橋臂投切的子模塊的數(shù)量分別為

(3)

(4)

其中round函數(shù)用于取整.

3 直流電容電壓均衡控制

目前被普遍接受的MMC電壓平衡策略是基于子模塊電容電壓排序法.傳統(tǒng)的電壓均衡控制方法是將所有功率單元的電容電壓均與其參考值進(jìn)行比較，然后根據(jù)橋臂電流的流向?qū)虮垭娙葸M(jìn)行充電或放電，這樣增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性和運(yùn)算量，并且不能保證上、下橋臂電壓的平衡.

在此基礎(chǔ)上，提出了橋臂電壓的均衡控制，具體方法如圖1所示.其中電容電壓平衡控制，以上橋臂為例，是將每個(gè)橋臂的橋臂電流iNj和各子模塊電容電壓Vjk(j=a,b,c代表相數(shù)，k=1,2,…，n代表模塊編號(hào))同時(shí)檢測(cè)出來(lái)，并對(duì)橋臂子模塊電容電壓進(jìn)行排序；若iNj>0，如圖1(a)所示，根據(jù)公式(3)選取上橋臂電壓值低的Np個(gè)功率單元投入主電路，充電完成后這Np個(gè)電容電壓升高；同理，若iNj<0，如圖1(b)所示,也由公式(3)選取上橋臂電壓值較高的Np’個(gè)功率單元投入主電路，放電完成后這Np’個(gè)橋臂電容電壓降低.下橋臂與上橋臂類似.

(a) iNj>0

(b) iNj<0

(c)MMC橋臂電壓控制圖1 MMC電壓均衡控制

4 仿真分析

在Matlab/Simulink上搭建了由8個(gè)和16個(gè)子模塊組成的基于NLM的模塊化多電平換流器的仿真模型及應(yīng)用.具體參數(shù)設(shè)置分別如下：

1) 橋臂子模塊數(shù)n=8；直流輸入電壓Udc=12kV；子模塊電容值C=11mF;橋臂電感L=2mH;電壓基波頻率為50Hz，網(wǎng)側(cè)內(nèi)阻為6Ω，沒(méi)有電壓平衡控制.仿真結(jié)果如圖2所示.

2) 帶電壓平衡控制；其余與1)相同.仿真結(jié)果如圖3和圖4所示

3) 橋臂子模塊數(shù)n=16；其余與2)相同.仿真結(jié)果如圖5和圖6所示.

由圖2和圖3可知，MMC加上電壓平衡控制后，其電壓輸出波形更接近正弦波，且電壓諧波畸變率更低；由圖3和圖5可知，采用基于排序法的最近電平調(diào)制方式的MMC的輸出電壓波形接近正弦波，當(dāng)電平數(shù)增加時(shí)，其輸出電壓諧波畸變率明顯降低.由圖4和圖6可以看出上下橋臂子模塊實(shí)時(shí)的投切數(shù)目，其總和一定為4或8.

4)MMC在高功率因數(shù)整流中的應(yīng)用仿真,具體參數(shù)為：交流電壓幅值為25kV；直流負(fù)載為40歐姆；其余與2)相同.其仿真模型與結(jié)果分別如圖7和圖8所示.

圖2 無(wú)電壓平衡控制的MMC輸出電壓波形及FFT分析

圖8(a)分別為有功/無(wú)功功率(其中虛線是有功功率)、直流電壓、調(diào)制指數(shù)；圖10(b)為交流側(cè)電流和電壓(虛線是電流)；圖8(c)為A相上下橋臂電容電壓.從圖9可知，無(wú)功功率為0Var,功率因數(shù)接近1，直流負(fù)載電壓保持8 000V，交流側(cè)電壓不變，電流在啟動(dòng)時(shí)有較大波動(dòng)，且橋臂電容電壓實(shí)現(xiàn)了均衡控制.

圖3 經(jīng)電壓平衡控制的MMC輸出電壓波形及FFT分析

圖4 子模塊投切數(shù)目

圖5 MMC電壓波形及FFT分析

圖6 子模塊投切數(shù)目

圖7 MMC整流仿真模型

(a)

(b)

(c)圖8 MMC整流仿真結(jié)果

5 結(jié)束語(yǔ)

結(jié)合NLM控制策略，在電容電壓排序法基礎(chǔ)上，提出了橋臂電壓的均衡控制，并仿真驗(yàn)證了電壓平衡控制的必要性. 在Matlab/Simulink仿真平臺(tái)上搭建了最近電平逼近的控制策略仿真，驗(yàn)證了NLM十分適合于大功率場(chǎng)合的MMC控制.在Matlab/Simulink平臺(tái)上搭建了基于MMC的整流仿真，通過(guò)仿真可知MMC整流在直流電容電壓均衡控制的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了直流負(fù)載電壓的穩(wěn)定.

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(編輯：劉寶江)

Control strategy research and simulation for MMC based on NLM

ZHAO Yong, ZHAO Yan-lei, GONG Xiao, LIANG Shi-lin

(School of Electrical and Electronic Engineering, Shandong University of Technology, Zibo 255049, China)

Modular multilevel converter was hot in the research field of high-voltage power converter, for its advantages of small switching loss, independent device tandem technology. Then, the principles of MMC for the nearest level was briefly analyzed, and the balance control of the upper and lower arms voltage on the basic of the capacitor voltage sequencing method was proposed. The MMC modulation and rectifier based on NLM was simulated by Matlab/Simulink software. And the results showed that NLM method was extremely suitable for large power application.

modular multilevel converters；nearest level modulation；sub-module；capacitor voltage；sorting

2016-04-19

山東省自然科學(xué)基金項(xiàng)目(ZR2011EEQ025)

趙永，男，1377612291@qq.com； 通信作者：趙艷雷，男，zhaoyanlei01@163.com

1672-6197(2017)02-0022-05

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