，

(三峽大學(xué)，湖北 宜昌 443002)

1 引言

近年來，光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)(PV)在世界各地得到了廣泛的發(fā)展，特別是具有效率高、體積小、重量輕、成本低[1-3]的逆變器的小功率單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)。

一般情況下，光伏并網(wǎng)逆變器可分為兩種：隔離型逆變器和非隔離型逆變器。隔離型逆變器通常包括帶工頻變壓器的逆變器和帶高頻變壓器的逆變器。變壓器可以提供電網(wǎng)和光伏陣列之間的電氣隔離，變壓器的存在可以消除光伏板和地面之間的漏電流，還可以保證個人安全。但是帶有工頻變壓器的逆變器尺寸大和重量重，這使得整個系統(tǒng)笨重，難以安裝。帶有高頻變壓器的逆變器往往有幾個功率級別，這增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性，降低了系統(tǒng)的效率。無變壓器的逆變器由于其成本低，重量輕，效率高成為商業(yè)領(lǐng)域的首選。由于光伏陣列和電網(wǎng)之間沒有電氣隔離，將會在光伏陣列和地面之間形成寄生電容，當(dāng)寄生電容上電壓不為零或不恒定時，將會在光伏陣列、地面和電網(wǎng)之間形成漏電流。漏電流過大時會對人生安全存在威脅和嚴(yán)重的電磁干擾問題[4]。

在無變壓器光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中已經(jīng)提出了許多消除漏電流的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如雙極性SPWM全橋逆變器、三電平中點鉗位逆變器(NPC)、和Heric、H5、H6等[5-11]。采用雙極性SPWM全橋逆變器可以保證產(chǎn)生一個恒定的共模電壓和漏電流，但是由于輸出雙電平電壓所需的輸出濾波器大，所以這將是系統(tǒng)損耗增加和功率密度降低。三電平中點鉗位逆變器也可以消除漏電流，與全橋逆變器相比輸出電壓提高、效率提高、輸出濾波器的體積減小。三電平中點鉗位逆變器需要一個較大的直流供電電壓，這限制了光伏板的工作電壓范圍。Heric、H5、H6逆變器和全橋逆變器在單極性SPWM調(diào)制策略[6]下需要相同的低直流母線電壓。在本文中，提出了一種新型的無變壓器單相并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，保證無漏電流產(chǎn)生與Heric，H5、H6逆變器輸入相同的低直流電壓。本文所提出的逆變器的輸出電壓是三電平，因此相比雙極性全橋逆變器需要一個較小的濾波電感，較小的濾波電感降低了損耗提高了系統(tǒng)效率。在新型逆變器拓?fù)渲胁捎脙煞N單極性SPWM調(diào)制策略，該調(diào)制策略降低了死區(qū)時間的影響，提高了逆變器的可靠性，得到了優(yōu)質(zhì)的并網(wǎng)電流和低諧波失真。

2 無變壓器光伏系統(tǒng)的漏電流

在無變壓器光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中光伏板和電網(wǎng)之間無電氣隔離，因此會產(chǎn)生一個共模諧振電路如圖1所示。諧振回路有光伏板和地面之間的寄生電容CPV，濾波電感L1和L2和逆變器組成。如果逆變器的共模電壓VCM不等于(VAN+VBN)/2或不為零會在共模諧振回路產(chǎn)生漏電流，該漏電流較大時將會威脅到人身安全和產(chǎn)生電磁干擾問題。寄生電容的大小取決于光伏電池的大小、光伏板與地面的距離和天氣等因素。一個常見抑制無變壓器光伏系統(tǒng)漏電流的方式是保持逆變器的共模電壓恒定。

3 新型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和原理分析

新型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示：有六個IGBT(S1，S2，S3，S4，S5，S6)，兩個續(xù)流二極管(D1，D1)，濾波電感L1=L2和濾波電容C2。在逆變器中運用兩種SPWM調(diào)制策略：基本的SPWM調(diào)制策略和雙向SPWM調(diào)制策略，任何一個SPWM調(diào)制策略均可以保證無漏電流。

圖1 共模諧振電路模型

圖2 逆變器拓?fù)?/p>

3.1 基本的SPWM調(diào)制策略

該逆變器基本的SPWM調(diào)制策略如圖3所示。在正半周期S5一直通，S2、S3和S6常斷，以相同驅(qū)動信號驅(qū)動S1、S4高頻開關(guān)。逆變器的第一工作階段如圖4所示，在工頻電壓正半周期充電期間S1、S4、S5導(dǎo)通電流流過S1、S4、S5，這時VAN等于VDC，VBN等于0V，所以VAB等于VDC，共模電壓VCM是：

(1)

逆變器的第二工作階段如圖5所示在工頻電壓正半周期續(xù)流期間只有S5導(dǎo)通，電流流過S5和續(xù)流二極管D1，這時VAN下降VBN上升，最后他們都等于VDC/2，所以VAB是0V，共模電壓VCM是：

(2)

同樣，在工頻電壓負(fù)半周期，S6一直通，S1，S4和S5常斷，以相同驅(qū)動信號驅(qū)動S2、S3高頻開關(guān)。逆變器的第三工作階段如圖6所示，在工頻電壓負(fù)半周充電期間只有S2、S3、S6導(dǎo)通電流流過S2、S3、S6，這時VAN等于0V，VBN等于VDC，所以VAB等于負(fù)VDC，共模電壓VCM是：

(3)

圖3 該逆變器的基本SPWM調(diào)制策略

圖4 第一階段：正半周期充電期間

圖5 第二階段：正半周期續(xù)流期間

圖6 第三階段：負(fù)半周期充電期間

逆變器第四工作階段如圖7所示，在負(fù)半周期充電期間只有S6導(dǎo)通電流通過續(xù)流二極管D2和S6形成回路。在這種情況下VAN上升VBN下降直到它們都等于VDC/2。所以VAB等于0V，共模電壓VCM是：

(4)

圖7 第四階段：負(fù)半周期續(xù)流期間

在續(xù)流期間S1，S2，S3，S4關(guān)斷實現(xiàn)了直流側(cè)和電網(wǎng)側(cè)的電氣隔離，在整個切換期間共模電壓保持不變，沒有漏電流產(chǎn)生并實現(xiàn)三電平的輸出電壓。在正半周期開關(guān)S2、S3、S6關(guān)斷，所以沒有死區(qū)時間的影響不用防止橋臂短路。由于該逆變器完全對稱所以在負(fù)半周期也沒有死區(qū)時間的影響。采用基本的SPWM調(diào)制策略無死區(qū)效應(yīng)，該逆變器在單極性SPWM調(diào)制策略下明顯改善了并網(wǎng)電流質(zhì)量和增加系統(tǒng)的可靠性。

3.2 雙向SPWM調(diào)制策略

為了獲得高功率因數(shù)，并網(wǎng)電流ig與電網(wǎng)電壓VAC必須保持同相位。該逆變器輸出矢量圖如圖8所示，很容易推導(dǎo)出逆變器的輸出電壓VAB是：

VAB=VAC+jw(L1+L2)Ig

(5)

圖8表明假設(shè)功率因數(shù)等于1并網(wǎng)電流ig相位滯后VAB。逆變器在正半周期應(yīng)該工作在第一階段或第二階段。由于電流相位滯后在正半周期開始短期時間內(nèi)(開關(guān)管S1,S2邏輯驅(qū)動為零)并網(wǎng)電流ig為負(fù)值，逆變器的第五工作階段如圖9所示電流流過S1，S4的反并聯(lián)二極管，VAB等于VDC沒有零電壓產(chǎn)生，輸出的并網(wǎng)電流異常升高從而降低了并網(wǎng)電流的質(zhì)量。

圖8 逆變器的輸出矢量圖

圖9 第五階段：從電網(wǎng)負(fù)半周期到正半周期

為了解決上述問題，提出了如圖10所示一個雙向的SPWM調(diào)制策略。雙向SPWM調(diào)制策略在正半周期S6開啟時S1是關(guān)閉的，而在負(fù)半周期S5開啟時S2是關(guān)閉的。在雙向SPWM調(diào)制策略下該逆變器在續(xù)流期間工作在第二階段或第四階段。因此在電壓過零時仍然可以實現(xiàn)逆變器的輸出，這有助于提高輸入電網(wǎng)的電流質(zhì)量。

當(dāng)采用雙向SPWM調(diào)制策略時必須增加死區(qū)時間，因為在正半周期S5、S6 、D1、D2可能同時導(dǎo)通將造成短路如圖11所示。

4 仿真

總結(jié)以上兩種調(diào)制策略的優(yōu)點為逆變器提供一種混合型的SPWM調(diào)制略。該混合型SPWM調(diào)制策略是指：在電網(wǎng)周期較長時期不存在死區(qū)時間時采用單極性SPWM調(diào)制策略，在電網(wǎng)電壓過零時使用雙向單極性SPWM調(diào)制策略。采用混合SPWM調(diào)制策略可以提高電路的可靠性、降低電流總諧波失真和減少死區(qū)效應(yīng)。

通過MATLAB中的Simulink和Sim Power Systems中的模塊構(gòu)建仿真模型來驗證新型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在混合型SPWM調(diào)制策略下的性能。模型參數(shù)如表1所示。

圖10 逆變器的雙向SPWM調(diào)制策略

圖11 逆變器用雙向SPWM調(diào)制策略時的短路

元器件單位輸入直流母線電壓VDC350V輸入直流側(cè)并聯(lián)電容C1950μF電網(wǎng)電壓VAC220V最大輸出功率P01000W輸出濾波電感L1=L115mH光伏電容CPV100nF

圖12為實驗仿真結(jié)果電網(wǎng)電壓VAC、輸出電壓VAB、并網(wǎng)電流ig、共模電壓VCM和漏電流icm，仿真結(jié)果表明采用該調(diào)制策略時拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)輸出三電平電壓減少逆變器的輸出濾波器的電感值。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的共模電壓可以極大地影響流過寄生電容的漏電流，仿真結(jié)果表明共模電壓VCM保持恒定是輸入直流電壓的一半(175V)，共模電壓VCM恒定可消除接地泄漏電流。從實驗結(jié)果來看，由于共模電壓VCM是小紋波電壓，所以漏電流icm<30mA，采用混合型SPWM調(diào)制輸出的電流與電網(wǎng)電壓高度同步并網(wǎng)電流ig的THD為3.5%。

圖12 仿真波形

5 結(jié)論

本文所提出的逆變器輸出三電電壓，所以逆變器的效率高。同時，所需的輸入直流電壓相對于傳統(tǒng)的雙極性SPWM調(diào)制策略下的全橋逆變器較低。此外，采用SPWM調(diào)制策略死區(qū)時間的影響可以大大減少，因此實現(xiàn)一個優(yōu)質(zhì)的并網(wǎng)電壓與低諧波失真電流。最后，對新型拓?fù)溥M(jìn)行了仿真和驗證，證明了該拓?fù)湓谙╇娏鞯耐瑫r具有優(yōu)良的并網(wǎng)電壓質(zhì)量和高轉(zhuǎn)換率。

[1] S.B.Kjaer,J.K.Pedersen,F.Blaabjerg,“A review of single-phase grid-connected inverters for photovoltaic modules,” IEEE Trans.Industry Applications,vol.41,no.5,pp.1292-1306,Sep/Oct.2005.

[2] M.Calais,J.Myrzik,T.Spooner,V.G.Agelidis,“Inverters for singlephase grid connected photovoltaic systems-an overview,” in Proc.IEEE PESC'02,vol.4,2002,pp.1995-2000.

[3] E.Gubía,P.Sanchis,A.Ursúa,et al;“Ground currentsin Single-phase Transformerless Photovoltaic Systems”;Progress in Photovoltaics:Research and Applications;2007,pp:629-650.

[4] 鄔偉揚，郭小強(qiáng).無變壓器非隔離性型光伏并網(wǎng)逆變器漏電流抑制技術(shù)[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報，2012，32( 18):1-8.

[5] 嵇保健，王建華，趙劍鋒.一種高效率H6結(jié)構(gòu)不隔離單相光伏并網(wǎng)逆變器[J].中國電機(jī)工程學(xué)報,2012,32(18)：9-15.

[6] 劉鴻鵬，王衛(wèi)，吳輝.光伏逆變器的調(diào)制方式分析與直流分量抑制[J].中國電機(jī)工程學(xué)報，2010，30(9)：27-32.

[7] O.Lopez,R.Teodorescu,J.Doval-Gandoy,“Multilevel transformerless topologies for single-phase grid-connected converters,” in Proc.IEEE IECON′06 Conf.,2006,pp.5191-5196.

[8] R.Gonzalez,E.Gubia,J.Lopez,L.Marroyo,“Transformerless singlephase multilevel-based photovoltaic inverter,” IEEE Trans.Ind Electron,vol.55,no.7,pp.2694-2702,Jul 2008.

[9] EP 1 369 985 A2;Europeische Patentanmeldung,European Patent Office.

[10 EP 1 626 494 A2;Europeische Patentanmeldung,European Patent Office.

[11] W.Yu,J.Lai,H.Qian,C.Hutchens,J.Zhang,G.Lisi,A.Djabbari,G.Smith,T.Hegarty,“High-efficiency inverter with H6-type configuration for photovoltaic non-isolated ac module applications,” in Proc.IEEE APEC′10 Conf.,2010,pp.1056-1061.