胡衛(wèi)軍，許 茜

（國(guó)網(wǎng)浙江省電力公司金華供電公司，浙江 金華 321000）

電平數(shù)對(duì)模塊化多電平換流器運(yùn)行特性的影響

胡衛(wèi)軍，許 茜

（國(guó)網(wǎng)浙江省電力公司金華供電公司，浙江 金華 321000）

針對(duì)電平數(shù)對(duì)MMC（模塊化多電平換流器）運(yùn)行特性的影響問(wèn)題，分別研究了MMC啟動(dòng)和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段，不同電平數(shù)對(duì)MMC與交流系統(tǒng)交換功率、MMC直流電壓、MMC相間環(huán)流、子模塊電容電壓和MMC輸出波形特性的影響。通過(guò)分析電平數(shù)對(duì)子模塊電容電壓充電過(guò)程的影響，得到了電平數(shù)對(duì)其他各項(xiàng)運(yùn)行特性的影響。通過(guò)對(duì)不同電平數(shù)MMC仿真分析，驗(yàn)證了電平數(shù)對(duì)MMC各項(xiàng)運(yùn)行特性影響的分析。同時(shí)驗(yàn)證了控制器輸入變量標(biāo)幺化后，在相同控制目標(biāo)和一次系統(tǒng)參數(shù)的情況下，控制器參數(shù)對(duì)于不同電平數(shù)MMC具備通用性。

模塊化多電平換流器；總電平數(shù)；運(yùn)行特性；諧波畸變率

0 引言

直流輸電技術(shù)已在電力系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用[1-2]。與傳統(tǒng)HVDC（高壓直流輸電）相比，VSC（電壓源型換流器）利用d-q軸解耦控制策略[3]實(shí)現(xiàn)有功功率和無(wú)功功率的快速獨(dú)立控制[4]，使得換流器在傳輸有功功率時(shí)不再大量消耗交流系統(tǒng)無(wú)功功率[5]。但兩電平或三電平VSC單個(gè)開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)頻率較高，造成大量開(kāi)關(guān)損耗[6]。受制于電平數(shù)的限制，輸出波形特性較差[7]。受單個(gè)開(kāi)關(guān)元件耐壓性限制，需要將多個(gè)開(kāi)關(guān)元件直接串聯(lián)分壓，因此對(duì)開(kāi)關(guān)元件動(dòng)作的一致性要求較高[8]。為彌補(bǔ)VSC以上缺陷，提出了MMC（模塊化多電平換流器）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。MMC通過(guò)模塊化級(jí)聯(lián)構(gòu)造可輕易實(shí)現(xiàn)多電平數(shù)輸出，改善了換流器輸出波形特性[9]。另外，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在保證相同開(kāi)關(guān)頻率的同時(shí)有效降低了每個(gè)開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)頻率及動(dòng)作一致性的要求[10]。

關(guān)于MMC調(diào)制策略的研究有很多[11-13]。根據(jù)是否需對(duì)子模塊電壓排序分為SUPWM（統(tǒng)一脈寬調(diào)制）方法[11-12]和 CPS-SPWM（載波相移）方法[13]。與SUPWM方法相比，CPS-SPWM方法通過(guò)閉環(huán)電壓平衡控制器保持子模塊電容電壓平衡，因而不需要對(duì)子模塊電容電壓進(jìn)行排序，且具有良好的動(dòng)態(tài)特性[13]。利用線性疊加原理[13]，使得CPSSPWM載波頻率遠(yuǎn)小于SUPWM載波頻率，同時(shí)能夠保持相同的輸出波形特性。但是CPS-SPWM不能嚴(yán)格保證同一時(shí)刻MMC每相只投入N個(gè)子模塊（N+1為總電平數(shù)）[12]，因此采用CPS-SPWM方法比SUPWM方法需要更高的橋臂緩沖電感。

隨著總電平數(shù)升高，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)MMC輸出波形特性越好，即THD（諧波畸變率）越低[6]。但在以下研究中發(fā)現(xiàn)，總電平數(shù)還會(huì)影響MMC由啟動(dòng)階段過(guò)渡到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段的時(shí)間，以及在啟動(dòng)階段MMC對(duì)交流系統(tǒng)的功率沖擊、子模塊電容電壓和相間環(huán)流波動(dòng)性。然而這些現(xiàn)象在已有的研究工作中未被提及，因此以下針對(duì)總電平數(shù)在啟動(dòng)階段和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段對(duì)MMC運(yùn)行特性的影響進(jìn)行深入研究。

1 模塊化多電平換流器工作原理

MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1中，Arm為一個(gè)橋臂；SMN為橋臂中第N個(gè)子模塊；L0為橋臂緩沖電感；uao，ubo，uco分別為MMC輸出的ABC三相電壓；Udc為直流電壓。

每個(gè)子模塊由2個(gè)IGBT（絕緣柵雙極晶體管）、2個(gè)二極管和1個(gè)電容組成，如圖2所示。其中，S1和S2分別代表2個(gè)IGBT的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，均以高電平表示導(dǎo)通，低電平表示截止；CSM為子模塊電容值；ism為流入子模塊電流；VC為子模塊電容電壓。

圖2 子模塊結(jié)構(gòu)

定義當(dāng)S1=1（高電平）且S2=0（低電平）時(shí)，子模塊處于投入運(yùn)行狀態(tài)，此時(shí)子模塊根據(jù)ism方向不同可以充電也可以放電；當(dāng)S1=0且S2=1時(shí)，子模塊處于切除狀態(tài)，此時(shí)子模塊被旁路，電容電壓保持恒定，不充電也不放電；當(dāng)S1=S2=0時(shí)，子模塊處于閉鎖狀態(tài)，此時(shí)子模塊只能充電不能放電。通常情況下，S1和S2互補(bǔ)，子模塊運(yùn)行于投入和切除兩個(gè)狀態(tài)。當(dāng)子模塊投入時(shí)，子模塊對(duì)外電路輸出電壓Vout=VC；當(dāng)子模塊切除時(shí)Vout=0。設(shè)圖1中A相上橋臂電壓為uap，則有：

式中：nap為A相上橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)。

MMC的A相輸出電壓為：

將式（1）帶入式（2）， 則有：

假設(shè)VC恒定，由式（3）可以看出，當(dāng)nap從0變化至N時(shí)，uao形成了（N+1）個(gè)電平的階梯波。

2 啟動(dòng)階段分析

為使討論更具一般性，使用常規(guī)啟動(dòng)策略，即MMC帶控制器直接啟動(dòng)。啟動(dòng)階段主要工作是使MMC各項(xiàng)控制目標(biāo)被控制到穩(wěn)態(tài)參考值。通過(guò)式（1）—（3）可以看出，MMC各子模塊電壓值將直接影響MMC橋臂電壓及對(duì)外輸出電壓，而這些因素將直接影響MMC各項(xiàng)控制目標(biāo)。因此子模塊電容電壓充電過(guò)程將是整個(gè)啟動(dòng)過(guò)程的重點(diǎn)。利用交流電源相間電壓對(duì)子模塊充電，以AB相為例的充電回路如圖3所示。

圖3中，Uab表示交流電源AB相間電壓；i（t）表示電路電流；XL表示換流電抗器；nap和nan分別表示MMC的A相上橋臂和下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)；nbp和nbn分別表示MMC的B相上橋臂和下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)。MMC啟動(dòng)時(shí)，子模塊初始電容電壓為0，因此i（t）幅值IC的計(jì)算如下：

圖3 子模塊充電示意

式中：ω0為基頻角速度?！?/”表示函數(shù)：A//B=AB/（A+B）。 化簡(jiǎn)式（4）中 Ceq后可以得到：

式（5）中 nap和 nan，nbp和 nbn存在以下關(guān)系：

將式（6）代入式（5）中， 消去 nan和 nbn后可以得到：

式中： nap+nbpgt;0 且 2N-（nap+nbp）gt;0， 因此當(dāng) nap+nbp=2N-（nap+nbp）時(shí)，即 nap+nbp=N 時(shí)，Ceq取得最小值Ceqmin：

由式（8）可以看出，當(dāng)N取值增大，Ceqmin會(huì)逐漸減小，也就是說(shuō)Ceq將會(huì)取到更小的值。再由式（4）可以看出，越小的Ceq值將會(huì)使IC越大。因此當(dāng)電平數(shù)N越大時(shí)，啟動(dòng)階段充電電流幅值將會(huì)越大。

對(duì)于任一子模塊，假設(shè)在i（t）=0時(shí)先開(kāi)始充電過(guò)程，則在i（t）的一個(gè)完整周期T內(nèi)所獲得的電壓為：

式中：M為該子模塊在T內(nèi)被投入的次數(shù)；tINi為第i次被投入時(shí)刻；tOUTi為第i次被切除時(shí)刻。當(dāng)i（t）為充電電流時(shí)， i（t）+=i（t）且 i（t）-=0； 當(dāng) i（t）為放電電流時(shí)， i（t）-=i（t）且 i（t）+=0。 在 T 內(nèi)， 令 T1為總充電時(shí)間，T2為總放電時(shí)間。在啟動(dòng)過(guò)程中T1gt;T2，子模塊電容電壓才能在每個(gè)T內(nèi)累積正電壓，從而由0充到子模塊電容電壓參考值UCref。SUPWM方法通過(guò)電容電壓排序?qū)崿F(xiàn)T1gt;T2，而CPS-SPWM方法通過(guò)閉環(huán)電壓平衡控制器實(shí)現(xiàn)T1gt;T2[11-13]。

當(dāng)電平數(shù)N增大時(shí)，i（t）幅值增大，因此由式（9）可知每個(gè)子模塊在T內(nèi)所能獲得的正電壓增大，即高電平數(shù)MMC較低電平數(shù)MMC在啟動(dòng)過(guò)程中子模塊電容電壓具有更高的充電速率。

另一方面，假設(shè)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)每個(gè)子模塊電容電壓值都近似等于UCref，則直流電壓與子模塊電容電壓關(guān)系（以MMC的A相為例）如下：

由式（10）可以看出，當(dāng)Udc一定且N增大時(shí)，UCref越小。啟動(dòng)階段和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段子模塊電容電壓參考值相等，因此高電平數(shù)MMC較低電平數(shù)MMC在啟動(dòng)過(guò)程中子模塊電容電壓需要積累較小的正電壓便可以達(dá)到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段。

在啟動(dòng)過(guò)程中MMC電平數(shù)越大，子模塊電容電壓充電速率越快，且需積累較小的正電壓便可到滿足控制目標(biāo)參考值。因此高電平數(shù)MMC的子模塊電容電壓及直流電壓進(jìn)入穩(wěn)態(tài)時(shí)間較快。

式中：UC為MMC輸出的基波線電壓有效值；K為直流電壓利用率；M為調(diào)制比?？梢钥闯?，直流電壓變化直接影響MMC輸出的基波分量UC。

式中：P和Q分別表示MMC與交流系統(tǒng)交換的有功和無(wú)功功率；US為交流系統(tǒng)線電壓有效值；δ為US和UC的相移角。由式（12）可以看出，P和Q直接受UC的影響。另外，MMC相間環(huán)流大小也受子模塊電容電壓影響[13]。因此在啟動(dòng)過(guò)程中，電平數(shù)變化將會(huì)影響MMC各子模塊電容電壓、直流電壓、MMC與交流系統(tǒng)交換的有功和無(wú)功功率以及MMC相間環(huán)流從啟動(dòng)階段到進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段的時(shí)間。

通過(guò)以上分析可知，高電平數(shù)MMC較低電平數(shù)MMC啟動(dòng)過(guò)程時(shí)間短，先到達(dá)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段。

3 穩(wěn)態(tài)階段分析

穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，各控制目標(biāo)運(yùn)行特性由相應(yīng)控制器參數(shù)決定，如圖4所示。

圖4 控制器輸入與輸出變量

圖4中，xAC為交流系統(tǒng)輸入量，包括交流系統(tǒng)三相電壓電流；xDC為直流系統(tǒng)輸入量，包括直流電壓和各子模塊電容電壓值；xCON為控制目標(biāo)參考值輸入量，包括有功功率參考值Pref，無(wú)功功率參考值Qref，直流電壓參考值Udcref和子模塊電容電壓參考值UCref；ym為三相調(diào)制波輸出量。G（S）為包括平衡策略的控制器傳遞函數(shù)。將各輸入變量標(biāo)幺化后，當(dāng)控制目標(biāo)和一次系統(tǒng)參數(shù)相同時(shí)， 式（11）—（12）有唯一解（UC和 δ）， 即 MMC 系統(tǒng)有唯一穩(wěn)態(tài)運(yùn)行點(diǎn)。各控制目標(biāo)在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行點(diǎn)的小擾動(dòng)特性則由傳遞函數(shù)G（S）決定，即由控制器參數(shù)決定。由于UC只是MMC輸出波形的基頻分量，并不能代表MMC輸出波形整體特性，所以穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)除了MMC輸出波形特性外，其他運(yùn)行特性均不受電平數(shù)影響。

現(xiàn)有研究表明，隨著電平數(shù)升高，MMC輸出波形THD值越小[8-10]。以CPS-SPWM調(diào)制方法為例，其輸出波形uout（t）經(jīng)傅里葉分析后如下[14]：

式中：下標(biāo)R表示變量。由于諧波特性特征分析只關(guān)注該次諧波的頻率及幅值，因此各次諧波初相角ψTk這里不做討論。

（1）基波分量，k=1。

式中：Utr為三角波幅值；Qmod為調(diào)制波幅值?？梢钥闯?，基波分量為N個(gè)子模塊的疊加，幅值為單個(gè)子模塊的N倍。在一個(gè)調(diào)制波周期內(nèi)，N個(gè)子模塊開(kāi)關(guān)次數(shù)之和為單個(gè)子模塊的N倍，因此等效開(kāi)關(guān)頻率也提高了N倍。

（2）載波分量， 當(dāng) k=mNkc，m=1，2， …， ∞，kc為頻率調(diào)制比，即載波頻率比調(diào)制波頻率。

式中：J0為0階貝塞爾函數(shù)。當(dāng)N為偶數(shù)時(shí)，載波分量為0，即在輸出波形中不存在載波分量。

（3）邊帶諧波分量， 當(dāng) k=mNkc+q， 其中 q=±1，±2，±3，…，時(shí)有：

式中：Jq為q階貝塞爾函數(shù)。可以看出，當(dāng)（mN+q）為偶數(shù)時(shí)，邊帶諧波分量為0，即在MMC輸出波形中不存在邊帶諧波分量。

由式（14）—（16）可以看出，當(dāng)電平數(shù)增高時(shí)，基頻分量幅值呈線性放大增長(zhǎng)，因此THD減小。采用SUPWM方法時(shí)MMC輸出波形也有類似特性[12]，這里不再贅述。

4 仿真驗(yàn)證

4.1 仿真系統(tǒng)

采用雙端MMC-HVDC系統(tǒng)，直流電壓參考值Udcref=20 kV，如圖5所示。

圖5 雙端MMC-HVDC系統(tǒng)

圖5中，Us1和Us2表示交流系統(tǒng)電壓幅值，分別為12.2 kV和10.2 kV；Pref表示直流系統(tǒng)傳輸?shù)挠泄β?，Pref=10 MW；Q1ref為MMC1與交流系統(tǒng)交換的無(wú)功功率，Q1ref=3 Mvar；Q2ref為MMC2與交流系統(tǒng)交換的無(wú)功功率，Q2ref=5 Mvar；ZDC-line為直流線路阻抗，ZDC-line=（0.15+j7.854）Ω；CG為接地電容，CG=24.9 μF。采用相同的控制目標(biāo)和控制器參數(shù)以及相同的一次系統(tǒng)參數(shù)，分別對(duì)比不同電平數(shù)MMC各項(xiàng)運(yùn)行特性。

4.2 功率對(duì)比

對(duì)比7電平和11電平MMC-HVDC啟動(dòng)階段和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段有功功率和無(wú)功功率變化過(guò)程。圖6和圖7分別為MMC1和MMC2的功率對(duì)比結(jié)果。

圖6MMC1功率對(duì)比

圖7MMC2功率對(duì)比

從圖6、圖7中可以看出，11電平MMC由啟動(dòng)到穩(wěn)態(tài)的時(shí)間明顯少于7電平MMC由啟動(dòng)到穩(wěn)態(tài)的時(shí)間。同時(shí)可以看出，在啟動(dòng)過(guò)程中11電平MMC對(duì)交流系統(tǒng)的功率沖擊小于7電平MMC對(duì)交流系統(tǒng)的功率沖擊。進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運(yùn)行后，11電平和7電平MMC與交流系統(tǒng)交換功率值相同。

4.3 直流電壓對(duì)比

圖8為7電平MMC與11電平MMC直流電壓在啟動(dòng)和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段對(duì)比。

從圖8中可以看出，11電平MMC直流電壓較7電平MMC直流電壓先到達(dá)穩(wěn)態(tài)。在啟動(dòng)過(guò)程中11電平MMC直流電壓過(guò)調(diào)量略少于7電平MMC直流電壓過(guò)調(diào)量。在啟動(dòng)過(guò)程中11電平MMC直流電壓的波動(dòng)量明顯小于7電平MMC的直流電壓波動(dòng)量。進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運(yùn)行后，11電平和7電平MMC直流電壓相近。

4.4 相間環(huán)流對(duì)比

圖9為7電平和11電平MMC相間環(huán)流對(duì)比。

圖9 相間環(huán)流對(duì)比

從圖9（a）中可以看出，11電平MMC的相間環(huán)流在啟動(dòng)階段波動(dòng)明顯小于7電平MMC相間環(huán)流，并且先到達(dá)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段。而從圖9（b）中可以看出穩(wěn)態(tài)時(shí)11電平和7電平MMC相間環(huán)流值相近。

4.5 子模塊電容電壓

在啟動(dòng)和穩(wěn)態(tài)階段，對(duì)比7電平與11電平MMC同一子模塊電容電壓，如圖10所示。其中7電平和11電平MMC子模塊電容電壓基準(zhǔn)值分別為UCrefL7=3.3 kV和UCrefL11=2 kV。

由圖10可以看出，11電平MMC子模塊電容電壓先由啟動(dòng)階段過(guò)渡到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段，且具有較小的波動(dòng)量。

4.6 諧波畸變率對(duì)比

為顯一般性，MMC調(diào)制策略分別選用SUPWM和CPS-SPWM方法。由于SUPWM方法種類較多且穩(wěn)態(tài)運(yùn)行特性相似[11-12]，選擇其中的PDSPWM方法為代表。對(duì)比采用不同調(diào)制策略時(shí)7—31電平MMC輸出波形的THD，如圖11所示。

從圖11中可以看出，不管采用SUPWM方法還是CPS-SPWM方法，MMC輸出波形的THD都隨著電平數(shù)增大而減小。

圖10 子模塊電容電壓對(duì)比

圖11MMC輸出波形THD對(duì)比

5 結(jié)論

分析了電平數(shù)對(duì)MMC運(yùn)行特性的影響。其中包括在啟動(dòng)階段和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段，不同電平數(shù)對(duì)MMC與交流系統(tǒng)交換功率、直流電壓、相間環(huán)流大小、子模塊電容電壓和換流站輸出波形諧波特性的影響。通過(guò)對(duì)不同電平數(shù)的雙端MMCHVDC系統(tǒng)仿真得出以下結(jié)論：

（1）在啟動(dòng)階段，高電平數(shù)MMC對(duì)交流系統(tǒng)功率沖擊較低，直流電壓過(guò)調(diào)量較小，相間環(huán)流和子模塊電容電壓波動(dòng)較小。另外高電平MMC由啟動(dòng)階段過(guò)渡至穩(wěn)態(tài)階段的時(shí)間短。

（2）在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，除了MMC輸出波形特性外，其他運(yùn)行特性不受電平數(shù)影響。隨著電平數(shù)的增高，MMC輸出波形的THD減少。

（3）若將控制器輸入變量都標(biāo)幺化，對(duì)于相同控制目標(biāo)和一次系統(tǒng)參數(shù)，控制器參數(shù)對(duì)于不同電平數(shù)MMC具有通用性。

通過(guò)仿真驗(yàn)證，表明得出的結(jié)論是有效的。未來(lái)有關(guān)MMC運(yùn)行特性的研究將對(duì)日趨擴(kuò)大的交直流混合系統(tǒng)意義重大。

[1]SOOD V K，KHATRI V，JIN H.EMTP modeling of CIGRE benchmark based HVDC transmission system operation with weak AC system[J].IEEE Trans.Power Electron，1996，1（1）∶426-432.

[2]KARLECIK F.A new closed loop control method for HVDC transmission[J].IEEE Trans.Power Del，1996，11（4）∶1955-1960.

[3]ANANDARUP DAS，HAMED NADEMI，LARS NORUM.A pulse width modulation technique for reducing switching frequency for modular multilevel converter[C]//in India International Conf.Power Electron （IICPE），2011.

[4]STEFFEN ROHNER，STEFFEN BERNET，MARC HILLER.Modulation，loss，and semiconductor requirements of modular multilevel converters[J].IEEE Trans.Ind.Electron，2010，57（8）∶2633-2732.

[5]FLOURENTZOU N，AGELIDIS V G，DEMETRIADES G D.VSC-based HVDC power transmission systems∶anoverview[J].IEEE Trans.Power Electron，2009，24（3）∶592-602.

[6]GEMMEL L B，DORN J，RETZMANN D，et al.Prospects of multilevel VSC technologies for power transmission[C]//Proceedings of IEEE PES Transmission and Distribution Conf and Exposition，2008.

[7]KALLE ILVES，ANTONIOS ANTONOPOULOS，STAFFAN NORRGA，et al.Steady-state analysis of interaction between harmonic components of arm and line quantities of modular multilevel converters[J].IEEE Trans.Power Electron，2012，27（1）∶57-68.

[8]DORNJ，HUANG H，RETZMANN D.Novel voltage-sourced conveter for HVDC and FACTS applications[C]//CIGRE Symposium，2007.

[9]ALLEBROD S，HAMERSKI R，MARQUARDT R.New transformerless，scalable modular multilevel converter for HVDC-transmission[C]//Proceedings of IEEE Power Electron Specialist Conf，2008.

[10]QINGRUI TU，ZHENG XU.Impact of sampling frequency on harmonic distortion for modular multilevel converter[J].IEEE Trans.Power Del，2011，26（1）∶298-306.

[11]LI ZIXIN，WANG PING，ZHU Haibin，et al.An improved pulse width modulation method for chopper-cell-based modular multilevel converters[J].IEEE Trans.Power Electron，2012，27（8）∶3472-3481.

[12]MARYAM SAEEDIFARD，REZA IRAVANI.Dynamic per formance of a modular multilevel back-to-back HVDC system[J].IEEE Trans.Power Del，2010，25（4）∶2903-2912.

[13]MAKOTO HAGIWARA，HIROFUMI AKAGI.Control and experiment of pulsewidth modulated modular multilevel converters[J].IEEE Trans.Power Electron，2009，24（7）∶1737-1746.

[14]KEITH CORZINE，YAKOV FAMILIANT.A new cascaded multilevel H-bridge drive[J].IEEE Trans.Power Del，2002，17（1）∶125-137.

[15]湯廣福，賀之淵，龐輝.柔性直流輸電工程技術(shù)研究、應(yīng)用及發(fā)展[J].電力系統(tǒng)自動(dòng)化，2013，37（15）∶3-1.

[16]李泓志，賀之淵，楊杰，等.模塊化多電平換流器操作過(guò)電壓分析[J].高電壓技術(shù)，2017，43（4）∶1144-1151.

[17]周云.應(yīng)用于柔性直流輸電系統(tǒng)的模塊化多電平換流器的研究[D].長(zhǎng)沙：長(zhǎng)沙理工大學(xué)，2014.

[18]蘇雪婷.模塊化多電平換流器的故障仿真與診斷[D].武漢：武漢科技大學(xué)，2016.

2017-09-22

胡衛(wèi)軍（1987），男，工程師、政工師，從事配電網(wǎng)運(yùn)行檢修工作。

（本文編輯：方明霞）

Effect of Level Number on Operation Characteristics of Modular Multilevel Converter

HU Weijun，XU Qian
（State Grid Jinhua Power Supply Company， Jinhua Zhejiang 321000， China）

Aiming at the effect of level number on operation characteristics of modular multilevel converter（MMC）， the paper investigates the impact of level number on the exchanging power between MMC and AC system，the DC voltage of MMC，MMC circulating current，capacitor voltage of submodules and the characteristic of MMC output waveform in startup and steady state operation of MMC.By analyzing the effect of level number on the charging process of submodule capacitor voltage，the effect of level number on the other operation characteristics is obtained.The simulation results of MMCs with different level numbers show the validity of the analysis of the effect of level number on operation characteristics of MMC.Meanwhile the parameters of the controller can be used in MMCs with different level numbers in the same control targets and primary system parameters when the input variables of the controller are per unit values.

modular multilevel converter； total voltage level number； operation characteristic； harmonic distortion

10.19585/j.zjdl.201711006

1007-1881（2017）11-0034-06

TM743

A