陳 坤，周 興，文 武

(武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064）

0 引言

隨著超大規(guī)模集成電路技術(shù)和微處理器技術(shù)的快速發(fā)展，微處理器的性能飛速提高，成本價(jià)格不斷下降，使得開關(guān)型電力變換裝置的全數(shù)字化控制日益增多，數(shù)字控制技術(shù)逐漸成為市場上的主流。與傳統(tǒng)的模擬控制器相比較，數(shù)字控制器具有抗干擾能力強(qiáng)、可靠性高、控制策略靈活、可實(shí)現(xiàn)很多復(fù)雜的新型算法等較為明顯的優(yōu)勢[1]。但是，數(shù)字采樣和離散化等過程也給電源輸出響應(yīng)的快速性和系統(tǒng)穩(wěn)定性等帶來了無法避免的影響[2-3]。特別是大功率逆變器具有高壓、大電流的電氣特性，這一特性決定了其功率器件IGBT不能工作于太高的開關(guān)頻率[4]，否則會(huì)燒毀功率器件。

近年來，船舶電力推進(jìn)系統(tǒng)不斷發(fā)展，推進(jìn)系統(tǒng)的負(fù)載呈現(xiàn)出大功率、形式多樣的特點(diǎn)，對船舶電站的功率需求、穩(wěn)定性和可靠性等都提出了更高的要求，因此，中壓交流（直流）綜合電力系統(tǒng)已經(jīng)成為了船舶電站發(fā)展的主流趨勢[5]，船上變頻器、逆變電源等變流裝置作為綜合電力系統(tǒng)的重要組成部分，已經(jīng)呈現(xiàn)出高壓、大電流的特點(diǎn)。于是，由采樣及數(shù)據(jù)更新頻率低導(dǎo)致的輸出響應(yīng)時(shí)間延遲大等問題就顯得越發(fā)的突出和不可忽視。本文分析了逆變器采樣、PWM調(diào)制等環(huán)節(jié)的時(shí)間延遲，并為逆變器電源設(shè)計(jì)了基于一種改進(jìn)數(shù)字PWM控制方法的控制器，以改善輸出響應(yīng)時(shí)間延遲。

1 系統(tǒng)采樣、PWM調(diào)制等延時(shí)分析

如圖1所示，逆變電源主回路采用H橋結(jié)構(gòu)，控制器以DSP+CPLD為核心控制芯片，調(diào)制方式為單極性倍頻PWM，采用對稱規(guī)則采樣。

1.1 對稱規(guī)則采樣

對稱規(guī)則采樣方式采樣周期Ts，亦即三角載波周期Tc。采用滯后一拍控制方式[6]，以解決PWM調(diào)制占空比受限的問題[7]。即當(dāng)前采樣點(diǎn)采樣后計(jì)算出的調(diào)制波控制量并不在當(dāng)前采樣周期進(jìn)行數(shù)據(jù)更新，而是在下一個(gè)采樣點(diǎn)更新該控制量數(shù)據(jù)（如圖2）。于是與數(shù)據(jù)采樣點(diǎn)時(shí)刻相比，數(shù)據(jù)更新點(diǎn)延遲了一個(gè)采樣周期Ts。

圖3(a)中，調(diào)制波控制量剛好在采樣點(diǎn)t1時(shí)刻突變，控制量的突變會(huì)在下一個(gè)采樣點(diǎn)進(jìn)行數(shù)據(jù)更新，時(shí)間延遲為一個(gè)采樣周期TS；而圖3(b)中，采樣點(diǎn)卻剛好錯(cuò)過了控制量的突變點(diǎn)t2時(shí)刻，于是控制量的這一突變情況只有經(jīng)過2個(gè)采樣周期TS才能反映到負(fù)載側(cè)。因此，數(shù)字PWM控制對稱規(guī)則采樣過程的時(shí)間延遲為TS～2TS.

1.2 單極性倍頻PWM調(diào)制

對于單極性倍頻PWM調(diào)制，調(diào)制波控制量m(k)分別與2路相對相移180°的三角載波信號Uc1和Uc2比較產(chǎn)生4路PWM脈沖信號ug1、ug2和ug4、ug3，分別驅(qū)動(dòng)H橋的功率器件VT1、VT2和VT4、VT3，4路PWM驅(qū)動(dòng)脈沖及m(k)與Uc1、Uc2的關(guān)系如表1。

注：表中“1”表示高電平，“0”表示低電平。

如圖4所示，功率器件VT1和VT4同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，H橋輸出電壓+Ed，即圖中的uo。

由圖，從采樣及數(shù)據(jù)更新點(diǎn)t1到H橋逆變器輸出電壓時(shí)刻t2之間有時(shí)間延遲，根據(jù)三角形相似原理有：

可得出時(shí)間延遲：

于是有

式中，tΔ為時(shí)間延遲，Tc為開關(guān)周期。

同理，功率器件VT2和VT3同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，H橋輸出電壓-Ed，時(shí)間延遲范圍為式（3）所示。

綜合小節(jié)1.1和1.2的分析，對稱規(guī)則采樣和單極性倍頻PWM調(diào)制的總時(shí)間延遲為

其中，TΔ為總時(shí)間延遲，TS為采樣周期，對于對稱規(guī)則采樣即為開關(guān)周期Tc。

2 控制器設(shè)計(jì)實(shí)例及仿真

2.1 多次采樣延時(shí)數(shù)據(jù)更新

由前面的分析，逆變器采樣頻率對于電源系統(tǒng)時(shí)間延遲有很大的影響，因此，提高采樣頻率對于減小響應(yīng)時(shí)間延遲將會(huì)是一種行之有效的措施。而受功率器件功耗和溫升等條件的限制，提高開關(guān)頻率并不是件容易的事。于是，在開關(guān)頻率不變的情況下，適度增加采樣和數(shù)據(jù)更新次數(shù)就成為了最優(yōu)的解決方案。

圖5，基于傳統(tǒng)數(shù)字PWM控制方式，多次采樣延時(shí)數(shù)據(jù)更新方法有效結(jié)合了單次采樣延時(shí)數(shù)據(jù)更新[7]和多次采樣即時(shí)數(shù)據(jù)更新方法[8]的優(yōu)點(diǎn)，在開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行多次數(shù)據(jù)采樣，延遲時(shí)間td（略大于DSP進(jìn)行數(shù)據(jù)處理和運(yùn)算的時(shí)間）后將控制量Vk更新到DSP或CPLD的比較寄存器中進(jìn)行實(shí)時(shí)比較產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)脈沖，采樣數(shù)據(jù)在時(shí)間td內(nèi)完成數(shù)據(jù)處理和PI控制等相關(guān)運(yùn)算。

如此，逆變器的采樣及數(shù)據(jù)更新周期將減小為原來的1/N，即TC/N，N為開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行數(shù)據(jù)采樣的次數(shù)。此時(shí)，數(shù)字PWM控制所引起的時(shí)間延遲為

為了避免在非載波波谷點(diǎn)和波峰點(diǎn)更新數(shù)據(jù)而導(dǎo)致的PWM驅(qū)動(dòng)脈沖電平錯(cuò)誤和脈沖競爭現(xiàn)象[7,8]的發(fā)生，該控制器以DSP+CPLD作為核心控制芯片。DSP進(jìn)行AD采樣、數(shù)據(jù)處理、控制算法運(yùn)算、故障檢測及綜合等方面的工作，而CPLD負(fù)責(zé)產(chǎn)生三角載波信號、比較匹配生成PWM脈沖、PWM信號死區(qū)時(shí)間、故障狀態(tài)下PWM脈沖封鎖等類似于DSP事件管理器EVA/B的功能?？刂破骺傮w框圖如圖6。

2.2 PI控制參數(shù)配置

逆變電源采用電流閉環(huán)控制方式，為阻感性負(fù)載提供快速變化的勵(lì)磁電流。逆變器控制系統(tǒng)框圖如圖7，圖中分別為PI控制器、從采樣時(shí)刻到逆變器輸出的時(shí)間延遲、PWM脈沖及逆變器主回路等效增益、并聯(lián)H橋均流電感等環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)。

時(shí)間延遲環(huán)節(jié)對于所有的ω有

該延時(shí)環(huán)節(jié)只影響系統(tǒng)的相頻特性，對于幅頻特性沒有影響。為了控制器設(shè)計(jì)和分析的方便，在滿足條件1ωτ<<時(shí)，可對時(shí)間延遲環(huán)節(jié)作如下簡化處理[9,10]

式中，τ為時(shí)間延遲。

將負(fù)載電壓uo作為外部擾動(dòng)，可得出系統(tǒng)輸出電流Io閉環(huán)傳遞函數(shù)

根據(jù)式（8），系統(tǒng)的閉環(huán)特征方程為

該閉環(huán)特征方程為三階，應(yīng)該有3個(gè)閉環(huán)特征根，自動(dòng)控制原理及工程實(shí)踐的經(jīng)驗(yàn)顯示，對于高于兩階的系統(tǒng),可以利用主導(dǎo)極點(diǎn)的概念將系統(tǒng)在可以允許的誤差情況下進(jìn)行降階處理[11]：如果高階系統(tǒng)中距離虛軸的距離最近的一對極點(diǎn)，其實(shí)部比其它極點(diǎn)的實(shí)部的1/5還要小,那么這對閉環(huán)極點(diǎn)稱為主導(dǎo)極點(diǎn),對系統(tǒng)的時(shí)間響應(yīng)過程影響起主導(dǎo)作用[12,13]。若逆變電源系統(tǒng)能夠找到這樣一對共軛復(fù)數(shù)主導(dǎo)極點(diǎn)，則此系統(tǒng)就可近似地當(dāng)作二階系統(tǒng)進(jìn)行分析，近似估計(jì)系統(tǒng)的暫態(tài)響應(yīng)性能指標(biāo)。

系統(tǒng)主導(dǎo)極點(diǎn)期望值為

式中，rξ為阻尼比，rω為無阻尼自然振蕩角頻率。

由式（9）（10）有

根據(jù)實(shí)際系統(tǒng)設(shè)計(jì)參數(shù)：阻尼比ξr=0.70，n取10，此時(shí)調(diào)整時(shí)間短，超調(diào)量不大，時(shí)間延遲τ= 6 4μs ，自然振蕩角頻率ωr=1842rad/s ，對應(yīng)調(diào)節(jié)時(shí)間約為2.30 ms。計(jì)算得出

2.3 仿真分析

采用MATLAB軟件對控制器設(shè)計(jì)進(jìn)行仿真，以驗(yàn)證系統(tǒng)的特性。仿真參數(shù)：2個(gè)H橋逆變單元并聯(lián)，母線電壓Ed=100V，均流電抗器0.8 mH/4.5 m?，負(fù)載0.16 mH/1 m?，采用對稱規(guī)則采樣和單極性倍頻PWM調(diào)制，開關(guān)頻率5kHz，每個(gè)周期采樣4次，取采樣及運(yùn)算時(shí)間延遲td=50μs。給定+80 A/10 Hz方波信號時(shí)，仿真輸出波形如圖8所示：

從逆變器仿真結(jié)果看，輸出響應(yīng)時(shí)間延遲66 μs，在理論分析的范圍[50,112.5]內(nèi)。輸出電流I0從0上升到給定值的95%的上升時(shí)間為2.32 ms，與控制器設(shè)計(jì)的2.30 ms調(diào)節(jié)時(shí)間比較吻合，控制器響應(yīng)速度快，具有較好的穩(wěn)定性和暫態(tài)特性。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)主電路采用2個(gè)H橋逆變器單元并聯(lián)（圖9），以TI公司DSP28335結(jié)合ALTERA公司CPLD EPM1270T144C5為數(shù)字PWM控制器的核心芯片，調(diào)制方式單極性倍頻PWM。逆變器直流母線電壓Ed=100 V，IGBT為英飛凌FF300R12ME3，開關(guān)頻率5 kHz，均流電抗器1600 μH/9 m?，負(fù)載 160μ H/1 m?。

為了簡化程序編寫和實(shí)驗(yàn)過程，設(shè)定時(shí)間延遲td為采樣周期TS，分別在開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行1次、2次、4次數(shù)據(jù)采樣和更新，給定信號為方波電壓信號，4V/10 Hz（給定電壓與輸出總電流對應(yīng)關(guān)系為1V：20 A），逆變器輸出信號（負(fù)載電流IO、負(fù)載電壓uO）和給定信號IREF波形如圖10所示。

圖11 N=4及設(shè)計(jì)PI參數(shù)時(shí)逆變器輸出

圖中CH2通道為負(fù)載電壓uO，20V/格；CH3通道為給定信號IREF，40A/格；CH4通道為負(fù)載電流IO，40A/格。

在每個(gè)周期采樣及數(shù)據(jù)更新4次的情況下，PI控制器采用式（12）所設(shè)計(jì)的PI參數(shù)，逆變器輸出電流波形如圖11所示，輸出響應(yīng)時(shí)間純延時(shí)70 μs，輸出電流從5%上升到95%所需要的時(shí)間為 2.34 ms。

控制器設(shè)計(jì)參數(shù)能滿足逆變器電源系統(tǒng)在阻感性負(fù)載下對于穩(wěn)定性和暫態(tài)特性的要求，而多次采樣延時(shí)數(shù)據(jù)更新方法有效地減小了采樣周期和數(shù)據(jù)更新周期，逆變器輸出響應(yīng)時(shí)間延遲從406μs減小為84μs，時(shí)間延遲改善效果明顯。

4 結(jié)論

對于大功率逆變電源，對稱規(guī)則采樣、單極性倍頻PWM調(diào)制等數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)過程引入的響應(yīng)時(shí)間延遲容易影響其輸出特性，文中在傳統(tǒng)數(shù)字PWM控制的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，設(shè)計(jì)了一個(gè)基于多次采樣延時(shí)數(shù)據(jù)更新方法的逆變電源控制器，以提高采樣頻率和數(shù)據(jù)更新頻率。最后，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析相一致，證明了該控制器在響應(yīng)時(shí)間延遲改善方面的實(shí)用性。

參考文獻(xiàn):

[1] 彭力.基于狀態(tài)空間理論的PWM逆變電源控制技術(shù)研究[D].武漢：華中科技大學(xué)，2004.

[2] 彭力，張凱,康勇,等.數(shù)字控制PWM逆變器性能分析及改進(jìn)[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2006，26（6）：65-70.

[3] 單鴻濤.數(shù)字化過程對脈寬調(diào)制逆變電源性能的影響機(jī)理[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2009，29（6）：29-35.

[4] 余勇.大功率電流型多重化變頻電源系統(tǒng)控制與分析[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2004,24（12）：24-28.

[5] 馬偉明.艦船動(dòng)力發(fā)展的方向——綜合電力系統(tǒng)[J].上海海事大學(xué)學(xué)報(bào)，2004，14（1）：1-11.

[6] 孔雪娟.數(shù)字控制PWM逆變電源關(guān)鍵技術(shù)研究[D].武漢：華中科技大學(xué)，2005.

[7]YANG ShuitaoZHANG Fan QIAN Zhaoming.DSP-based multiple-loop control strategy for UPS inverters with effective control delay elimination[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2008,23(12):84-91.

[8] 劉春喜，孫馳，高姬.數(shù)字SPWM方法對系統(tǒng)延時(shí)的影響[J].電力自動(dòng)化設(shè)備，2013,33（6）：75-80.

[9] 劉春喜，馬偉明，孫馳，等.大功率400Hz逆變電源數(shù)字控制設(shè)計(jì)[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2011,26(1):100-107.

[10]湯賜.基于LCL輸出濾波器的并網(wǎng)逆變器四種PI控制器設(shè)計(jì)方法[J].電網(wǎng)技術(shù)，2013,37（11）:3268-3275.

[11]Morris Driels. Linear control systems engineering[M].Beijing:Tsinghua University Press,2010.