陳裕成, 林德榮, 王 武, 蔡逢煌

(1. 漳州職業(yè)技術學院建筑工程系, 福建 漳州 363000; 2. 福州大學電氣工程與自動化學院, 福建 福州 350116)

0 引言

新能源發(fā)電系統(tǒng)的快速發(fā)展， 對逆變器的性能要求越來越高. 追求高可靠性、 高功率密度、 高效率高質量波形輸出是逆變器的發(fā)展趨勢. 1995年一種組合兩個單向Buck電路的雙Buck半橋逆變器(dual-buck half bridge inverter， DBHBI)被提出. 該拓撲不存在橋臂直通問題且電流通過獨立的二極管續(xù)流， 解決了開關管體二極管反向恢復問題. 然而該拓撲直流側需對母線電壓進行大電容均分， 輸出電壓最大值為輸入母線電壓的一半， 直流電壓利用率低； 功率管的電壓應力較大， 在高壓輸入場合應用較為困難； 橋臂輸出電壓波形是雙極性的， 諧波含量大[1-2]. 文獻[3-5]針對以上缺點， 采用工頻開關橋臂取代DBHBI拓撲中的輸入均壓大電容， 提出一種三電平雙Buck全橋逆變拓撲. 該拓撲可有效提高輸入電壓利用率， 降低器件電壓應力； 全橋拓撲結構使得系統(tǒng)橋臂三電平輸出， 降低輸出諧波含量.

在數(shù)字微控制器未得到發(fā)展和普及的早期， 逆變器多采用模擬控制技術， 其系統(tǒng)整機體積龐大、 電路結構復雜、 成本高、 維護升級不方便. 隨著大規(guī)模數(shù)字集成電路技術的發(fā)展， 逆變器實現(xiàn)從模擬控制到數(shù)字控制的轉變. 模擬控制復雜電路搭建實現(xiàn)的系統(tǒng)控制， 數(shù)字控制只需一片小小的DSP便可實現(xiàn)所有復雜的算法和邏輯控制. 然而受限于DSP主頻不夠高， 運算復雜算法周期長等性能限制， 無論是半橋還是全橋拓撲的逆變器仍處在較低的開關控制等級(20～60 kHz)， 導致系統(tǒng)輸出濾波器件體積大， 功率密度低. 此外， 低頻恒頻控制的系統(tǒng)控制周期較長， 系統(tǒng)輸出波形質量也不夠高， 電氣性能無法得到保障.

本研究基于德州儀器(texas instruments， TI)近些年新推出的一款C2000系列32位浮點型高性能DSP TMS320F28377D(簡稱F28377D)， 搭建一臺1 kW的雙Buck全橋逆變器樣機平臺， 結合SPWM控制策略， 展開逆變器高頻恒頻數(shù)字控制的設計， 研究高性能微控制器在逆變器領域的應用并得出以下結果： 高性能微控制器可大大縮減程序運算時間， 從而縮短控制周期， 提高系統(tǒng)開關頻率； 系統(tǒng)功率器件高頻SPWM控制， 輸出波形的分辨率有所提高， 波形更加逼真； 高頻開關等級可有效減小輸出濾波器件體積和參數(shù)大小， 提高系統(tǒng)整機功率密度.

1 雙Buck逆變器系統(tǒng)設計

基于文獻[3-5]所提出的拓撲， 其稍加整理后得到如圖1結構的雙Buck全橋逆變拓撲. 全橋的拓撲結構使得系統(tǒng)僅需360 V直流電輸入， 便可實現(xiàn)220V/50 Hz、 1 kW交流電輸出. 為實現(xiàn)系統(tǒng)數(shù)字型高頻控制， 設計開關管S1、 S2為高頻恒頻開關控制， S3、 S4為工頻50 Hz開關控制. 系統(tǒng)整機相關參數(shù)見表1.

圖1 雙Buck全橋逆變器Fig.1 Dual-Buck full bridge inverter

名稱變量數(shù)值DSP主頻fCPU/MHz200開關頻率fs/kHz100輸出頻率fo/Hz50輸出電壓uo/V220輸出功率Po/kW1

如表1所示， 設定高頻開關管S1、 S2控制頻率為100 kHz， 該頻率同時也是SPWM控制策略中三角波載波的頻率， 對應系統(tǒng)的控制周期Tc等于開關周期Ts.

(1)

開關管高頻數(shù)字化設計， 必將影響輸出濾波器件參數(shù)和大小的設計. 參考文獻[6]中對輸出濾波電感電容的公式進行設計， 將fs的值帶入計算， 得出L1=L2≈660 μH，Cf≈1 μF. 顯然系統(tǒng)高頻開關控制有效減小了濾波器件的參數(shù)值和體積大小， 方便實物制作和系統(tǒng)散熱設計， 從而可以有效提高系統(tǒng)功率密度.

TMS320F28377D作為TI C2000系列一款高性能數(shù)字信號處理器， 其內部集成了： 1) 單精度浮點單元(floating-point uint， FPU)， 專門用于計算機系統(tǒng)進行浮點數(shù)運算， 如典型的加減乘除和開方， 還可以計算超越函數(shù)如指數(shù)函數(shù)或者三角函數(shù)； 2) 新型三角法數(shù)學單元(trigonometric math uint， TMU)加速器， 是F28377D相對于同系列微控制器特有的數(shù)學運算單元， 對于變換和轉矩環(huán)路計算中的三角運算算法具有加速計算能力； 3) Viterbi/復雜數(shù)學單元(viterbi, conplex math, and CRC uint II， VCU-II)加速器， 常應用于程序中復雜數(shù)學運算， 縮短編碼時間. 這三個加速單元使得F28377D可以快速執(zhí)行控制算法， 縮短程序運行時間， 從而實現(xiàn)逆變系統(tǒng)高頻控制.

2 拓撲結構分析

對圖1拓撲結構進行分析， 可分解為圖2的2個Buck電路：Ud、 開關管S1和S4、 二極管D1與D4、 濾波電感L1、 濾波電容Cf組成圖2(a)的Buck電路一；Ud、 開關管S2和S3、 二極管D2和D3、 濾波電感L2、 濾波電容Cf組成圖2(b)的Buck電路二. 其中， Buck電路一工作在輸出電壓正半周， Buck電路二工作在輸出電壓負半周. 其具體工作模態(tài)可用表2表示.

(a) Buck電路1 (b) Buck電路2圖2 雙Buck全橋逆變器拓撲結構分解Fig.2 Topological decomposition of dual-Buck full bridge inverter

工作區(qū)間模態(tài)S1S2S3S4D1D2D3D4iL1iL2Buck一Ⅰ10010001↑0工作Ⅱ00011001↓0Buck二Ⅲ011000100↑工作Ⅳ001001100↓

注： “1”表示導通， “0”表示截至

根據(jù)表2的系統(tǒng)工作模態(tài)， 本研究利用PSIM仿真軟件建立雙Buck全橋逆變器數(shù)字化控制仿真電路模型， 實現(xiàn)對系統(tǒng)理論的仿真驗證， 得到圖3所示的系統(tǒng)仿真波形圖. 其中圖3(a)為四個開關管驅動波形圖， 圖3(b)為四個開關管的電壓應力波形圖.

(a)開關管驅動信號波形

(b) 開關管電壓應力波形

對比表2和圖3(a)可知, 50 Hz系統(tǒng)輸出， 在輸出電壓正半周， 開關管S1以100 kHz高頻開關， S4導通， S2、 S3截至； 電感L1電流先上升后下降， 電感L2電流為零； 輸出電壓負半周， 開關管S2以100 kHz高頻開關， S3導通， S1、 S4截至； 電感L2電流先反向上升， 而后反向下降， 電感L1電流為零. 分析圖3(b)， 全橋的拓撲結構使得系統(tǒng)功率器件最大電壓應力為Ud， 相對于DBHBI拓撲， 功率器件的電壓應力降為一半， 器件選型更加容易. 由于開關管和二極管都存在結電容， 工頻開關管S3、 S4漏源極承受的電壓達到最大值之后不會保持恒定[5].

3 數(shù)字化控制設計

雙Buck逆變器是一個時變、 周期性、 非線性變化的系統(tǒng)， 通過采樣系統(tǒng)輸出電壓電流進行控制的雙閉環(huán)控制策略最為經典： 電流內環(huán)可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性， 電壓外環(huán)可以做到高增益， 雙閉環(huán)控制使得逆變器可在較高效率和頻率下運行， 在保證系統(tǒng)輸出電壓精度的同時， 動態(tài)性能也有所提高[7-8].

圖4 雙閉環(huán)SPWM控制雙Buck逆變系統(tǒng) Fig.4 Dual-loop SPWM control dual-Buck inverter system

圖5 雙閉環(huán)SPWM雙Buck逆變器仿真波形Fig.5 Dual-loop SPWM dual-Buck inverter simulation waveform

基于斜坡調制的雙閉環(huán)SPWM控制策略， 是一種恒頻的線性控制， 通過設置三角載波(uc)的頻率， 與調制波(ur)進行交截， 能夠很方便地控制開關管. 圖4為本研究根據(jù)拓撲所設計的雙閉環(huán)SPWM高頻數(shù)字控制型雙Buck全橋逆變系統(tǒng). 系統(tǒng)首先采樣電感電流瞬時值和負載電壓瞬時值作為反饋量， 再通過高性能DSP的12-bits ADC模塊實現(xiàn)模擬信號到數(shù)字信號的轉變. DSP對這些反饋信號進行雙閉環(huán)SPWM算法運算和基本的邏輯控制計算， 實現(xiàn)對開關管S1、 S2高頻控制， 以及對開關管S3、 S4工頻控制.

TI C2000系列的DSP內自帶IQmath數(shù)學函數(shù)庫， 其可加快浮點數(shù)學運算速度. 故圖4中輸入參考電壓uref可通過調用IQmath數(shù)學函數(shù)庫得到：

(2)

其中:n表示uref數(shù)字離散化后， 當前控制周期所對應數(shù)量值， 其每經過一個控制周期加一， 一個正弦周期清零.N為SPWM數(shù)字控制策略特有的參數(shù)， 大小為SPWM控制的調制波ur頻率與三角波uc頻率的比值， 其值越大， 逆變輸出波形數(shù)字化分辨率越高， 輸出波形質量越高.

(3)

DSP內PWM模塊的時基計數(shù)器， 其計數(shù)方式有增計數(shù)模式、 減計數(shù)模式和連續(xù)增/減計數(shù)模式. SPWM控制策略的三角波載波可通過設定PWM為連續(xù)增/減計數(shù)模式來形成， 則三角波載波計數(shù)器的中間值TB_PRD等于：fCPU/k·fs, 式中k= 2.

確定了系統(tǒng)的控制策略， 采用PSIM仿真軟件進行理論驗證. 圖5為220 V/1 kW滿載輸出時， 輸出電壓uo、 電感L1和L2、 輸出橋臂uAC和uBD的仿真波形圖. 從圖中可以看出， 電感L1、L2分別在輸出電壓的正負半周半正弦變化； 滿載輸出時， 電感L1和L2上的電流最大值不超過7 A； 雙閉環(huán)SPWM恒頻單極性控制的雙Buck全橋逆變器， 輸出橋臂電壓uAC、uBD為單極性三電平輸出.

4 實驗結果

結合上述系統(tǒng)理論設計， 搭建圖6所示的一臺由F28377D控制的雙Buck全橋逆變器實驗樣機. 圖7為實驗滿載輸出過程， 輸出電壓uo、 輸出橋臂uAC和uBD的波形圖. 對比圖5的仿真波形， 實驗結果與理論仿真一致， 驗證了實物設計的靜態(tài)可行性、 參數(shù)設計的正確性. 實驗實際測量樣機滿載工作時電流總諧波畸變(THD)為0.8%、 輸出效率值為97.58%.

圖6 雙Buck全橋逆變器樣機

圖8～10為實驗中的部分切載實驗， 通過觀察切載瞬間輸出電壓和電感電流變換， 驗證系統(tǒng)動態(tài)響應能力. 分析圖8波形， 系統(tǒng)切載過程， 電流波形響應速度快， 未出現(xiàn)嚴重的波形畸變現(xiàn)象； 滿載時輸出電壓波形在過零點處無明顯畸變現(xiàn)象； 輕載或者半載時， 由于采用SPWM控制策略， 過零點處出現(xiàn)些許畸變， 但波形整體趨勢不變， 系統(tǒng)穩(wěn)定可靠.

圖11為系統(tǒng)整機效率曲線圖， 雙閉環(huán)SPWM恒頻單極性控制使得Buck電路一和Buck電路二分別工作在半周期模式， 電感L1、L2上的電流續(xù)流時不經過開關管體二極管， 功率損耗顯著降低； 100 kHz高頻開關控制， 功率器件參數(shù)與體積有所減小， 大大方便系統(tǒng)散熱設計， 使得系統(tǒng)負載從輕載到滿載變化過程， 保持較高的效率輸出.

圖8 滿載切輕載電壓電流波形

圖10 半載切滿載電壓電流波形

5 結語

本研究通過選用TI的一款高性能DSP， 搭建雙Buck全橋逆變器實驗平臺， 設計數(shù)字化雙閉環(huán)SPWM控制策略， 展開逆變器高頻數(shù)字型控制的研究. DSP內部高效的浮點加速單元加快控制算法的計算， 縮短程序運行時間， 從而實現(xiàn)逆變系統(tǒng)高頻控制. 高頻開關控制等級有效降低濾波器件體積， 提高輸出波形分辨率和整機功率密度； 雙閉環(huán)SPWM高頻數(shù)字控制， 雖然在逆變器半載和輕載時出現(xiàn)輕微的過零點畸變問題， 但整體靜態(tài)輸出波形逼真， 動態(tài)自我調整能力強.

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