李 翔， 張延遲， 解 大, 趙博文

(1. 上海電機學院 電氣學院, 上海 200240； 2. 上海交通大學 電子信息與電氣工程學院, 上海 200240)

隨著電力電子技術的快速發(fā)展，以金屬氧化物半導體場效應晶體管(Metal-oxide-semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET)和絕緣柵門極晶體管(Insulated Gate Bibolar Translator, IGBT)為主的全控型開關器件廣泛用于電力場合。為保證各開關管驅(qū)動電路的穩(wěn)定可靠，需要將電源做成多路隔離型。一方面隔離電源可保證每個模塊單獨供電，防止一個模塊損壞后影響其他模塊正常工作,同時相對于多個單輸入電源，簡化了電路結構，降低了電路成本；另一方面由于驅(qū)動信號對應各開關管的門極和源極，不同開關管之間無法共地，所以它們之間的驅(qū)動電壓隨源極電位的變化而對地浮動。因此，設計這種非等電位多路隔離電源具有非常重要的意義。

目前，對于多路隔離驅(qū)動電源已有許多相關研究。文獻[1]中提出一種直流電流母線型多路恒流輸出LED驅(qū)動電源，包括一個源變換器及多個負載變換器。文獻[2]中設計了一種應用于逆變電路中驅(qū)動IGBT的隔離驅(qū)動電源方案，采用雙DC-DC降壓電路輸出恒定直流電流，再經(jīng)全橋逆變電路輸出高頻交變方波電流，最后通過電流變壓器實現(xiàn)磁隔離和多路輸出。文獻[3-8]中研究了一種高壓隔離性能的多路輸出驅(qū)動電源，利用全橋串聯(lián)諧振在橋臂間形成電流型交流母線，結合高壓電纜線、光纖傳輸實現(xiàn)高壓隔離性能，并可通過控制磁環(huán)數(shù)目改變電源輸出路數(shù)。文獻[9]中采用級聯(lián)變壓器和一次側(cè)單匝變壓器，設計了500 kV固態(tài)Marx發(fā)生器的多路隔離驅(qū)動電源，并介紹了關鍵工藝技術。文獻[10-12]中設計了一種用于三相逆變器中IGBT的驅(qū)動電源，通過一個多繞組變壓器，實現(xiàn)了4路相互隔離的輸出，并制作了一個70 W的反激式電源用于1 200 V/600 A IGBT的驅(qū)動。文獻[13-14]中設計了一種多路隔離驅(qū)動電路，包括多路隔離驅(qū)動電源、基于改進傳統(tǒng)NE555多諧振蕩器實現(xiàn)的脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation, PWM)信號發(fā)生電路和基于TLP250實現(xiàn)的隔離電路。文獻[15]中提出了一種基于高頻電流互感器的多路低壓直流電源設計方案。其中，主回路采用單端反激電路，將其輸出的脈動大電流通過高壓絕緣線穿過多個高頻電流互感器的中心，從而實現(xiàn)多路相互隔離，同時針對不同驅(qū)動電路的要求，高頻電流互感器的二次側(cè)可通過分壓電路輸出不同等級的電壓和電流。

1 多路隔離電源的設計

本文設計的多路隔離輸出開關電源性能指標如下：輸入電壓DC 24 V；輸出電壓DC +15 V/-9 V；輸出電流0.8 A；輸出電壓精度≤±1%；電壓調(diào)整率≤±10%；負載調(diào)整率≤±5%；輸出紋波系數(shù)≤±0.1%；工作環(huán)境溫度為-5～45 ℃。

圖1為多路隔離電源原理圖。DC 24 V電源經(jīng)電容濾波后輸入到方波產(chǎn)生電路，產(chǎn)生24V的高頻方波，并將此方波輸入到高頻變壓器的一次側(cè)一端，一次側(cè)另一端并聯(lián)隔直電容濾除直流，產(chǎn)生±12 V的交變電壓，而變壓器二次側(cè)可采用多路繞組輸出，從而實現(xiàn)多路隔離供電。本文采用3路輸出，輸出交流電經(jīng)全橋整流電路后輸出3路直流電壓，然后分別接入三端穩(wěn)壓器電路，每路輸出+15 V、-9 V和接地(GND)，最后通過TPL250光耦驅(qū)動開關管。其中，24 V高頻方波由定時器電路、二分頻電路、死區(qū)電路和模擬開關電路產(chǎn)生。

圖1 多路隔離驅(qū)動電源原理圖

1.1 方波產(chǎn)生電路

方波產(chǎn)生電路如圖2所示。其中，U1為P型MOSFET(以下簡稱PMOS電壓)，U2為15 V穩(wěn)壓二極管電壓。DC 24 V電源經(jīng)電阻R接入到U2，保證PMOS管的正常導通。本電路中PMOS管和穩(wěn)壓管組成低電壓保護電路，當直流供電電壓偏低或在電路起動過程中，由于供電電壓偏低，PMOS不導通，后級電路處于斷電狀態(tài)，從而起到保護后級設備的作用。兩個電解電容和一個瓷片電容起電源濾波的作用。芯片F(xiàn)DS8958A由一對推挽MOSFET管組成，其中，引腳3電位為24 V，引腳1電位為0 V。引腳4和引腳2為柵極驅(qū)動電路產(chǎn)生的兩路帶死區(qū)方波，當引腳4為高電平時，引腳2為低電平；當引腳4為低電平時，引腳2為高電平。因此，當引腳4的電壓小于引腳3電壓時，PMOS管導通，N型MOSFET(以下簡稱NMOS)管關斷，輸出端T2_1輸出24 V；當引腳2電壓大于引腳1電壓時，NMOS管導通，輸出端T2_1輸出0 V。

圖2 方波產(chǎn)生電路

芯片F(xiàn)DS8958A的柵極驅(qū)動電路如圖3所示。主要由定時器電路、二分頻電路、死區(qū)電路、模擬開關電路組成。LM555定時器連接成振蕩器電路，輸入直流5 V，輸出5 V高頻方波；二分頻電路主要通過芯片74HC74實現(xiàn)分頻功能，輸出兩路電平互補的方波；死區(qū)電路由四路或非門組成，其中兩路用于產(chǎn)生死區(qū)延遲時間，兩路結合二分頻電路輸出方波，產(chǎn)生帶死區(qū)的方波驅(qū)動模擬開關電路，防止兩路波形同時接通或關斷，造成開關管短路；模擬開關電路的輸入引腳16、4、9和5分別接9V(經(jīng)15V穩(wěn)壓管V3后獲得)，24 V，9 V和SGND，雙刀雙擲模擬開關MAX4622ESE的兩個開關控制引腳15和引腳10，由74HC74和74HC02芯片產(chǎn)生的包含死區(qū)的推挽脈沖分配信號接入，模擬開關電路輸出腳1，3和6，8分別接FDS8958A中兩個MOSFET管的柵極控制引腳。

圖3 FDS8958A柵極驅(qū)動電路

柵極驅(qū)動電路各部分分析如下。

(1) 定時器電路。主要由LM555芯片組成，本文將其連接成振蕩器電路。其中輸入端5 V電壓，可通過24 V電源經(jīng)78L05穩(wěn)壓芯片得到。假設接通電源時，電容C1兩端的電壓UC=0，由于電容電壓不能突變，輸出端為高電平，此時輸出端電壓通過電阻R1向電容C1充電，使C1兩端電壓按指數(shù)規(guī)律上升。當UC>2U+/3時，電路輸出低電平，C1經(jīng)R1放電，C1兩端的電壓按指數(shù)規(guī)律下降，直到降為U+/3為止。當UC

由于輸出矩形波的周期與電容C1的充放電時間常數(shù)和引腳2、引腳6輸出的觸發(fā)電壓有關，故可利用一階RC電路三要素公式，計算振蕩脈沖頻率。由三要素公式可得振蕩電路充電和放電時間均為

(1)

式中：τ為電容C1充放電時間常數(shù)；UC(0)，UC(∞)，UC(T)分別為C1兩端電壓的初始值、終點值和充放電時間T時的值。

則其振蕩頻率為

(2)

(2) 二分頻電路。為了產(chǎn)生兩路互補的驅(qū)動波形，本文將定時器電路輸出的5 V高頻方波，輸入到二分頻電路，產(chǎn)生兩路互補波形且頻率變?yōu)樵瓉淼?/2。二分頻電路主要采用74HC74芯片實現(xiàn)分頻功能，該芯片是雙路D型上升沿觸發(fā)器，帶獨立的數(shù)據(jù)輸入、時鐘輸入、設置和復位輸入，以及互補的Q和Q非輸出。設置和復位引腳輸入為高電平，5 V方波輸入74HC74芯片的時鐘引腳。當時鐘處于上升沿時，若數(shù)據(jù)引腳為高電平，則Q端輸出為高電平，Q非端為低電平；若數(shù)據(jù)引腳為低電平，則Q端輸出為低電平，Q非端為高電平。

(3) 死區(qū)電路。為防止兩個開關管同時導通，本文設計了死區(qū)電路。死區(qū)延時主要通過芯片74H02完成。該芯片由4個或非門組成。其中，D2A、D2D兩個或非門和R2C4微分電路作用于死區(qū)電路，完成死區(qū)電路延時功能，D2D起緩沖作用，D2A電路中輸入腳的電阻R2和電容C4形成RC微分電路，確定開關狀態(tài)變化時的死區(qū)時間，死區(qū)延遲時間τ=R2C4。74H02芯片的另外兩個或非門D2B、D2C的輸入端分別接二分頻電路和死區(qū)電路的輸出，輸出端產(chǎn)生帶死區(qū)的方波，驅(qū)動模擬開關。

(4) 模擬開關電路。模擬開關電路由MAX4622ESE芯片組成。當控制輸入腳15為低電平、引腳10為高電平時，引腳4和引腳9對應的開關導通，PIN1,3和PIN6,8輸出電壓分別為24 V和9 V，F(xiàn)DS8958A芯片的NMOS管導通、PMOS管關斷，T2_1輸出0 V；當控制輸入腳15為高電平、引腳10為低電平時，引腳6和引腳5對應的開關導通，PIN1,3和PIN6,8輸出電壓分別為9 V和0 V，F(xiàn)DS8958A芯片的PMOS管導通、NMOS管關斷，T2_1輸出24 V。通過這些復雜的驅(qū)動電路使兩個MOS管的推挽控制電路獲得可靠的死區(qū)和良好的驅(qū)動、關斷效果，減小開關損耗及發(fā)熱，最終在輸出端獲得24 V的高頻方波信號。

1.2 高頻變壓器電路

變壓器部分采用磁環(huán)變壓器，磁環(huán)變壓器由一路輸入多路輸出，實現(xiàn)相互多路隔離，然后將輸出的交流電壓經(jīng)全橋整流電路后輸出直流電壓。

磁環(huán)變壓器電路如圖4所示。變壓器一次側(cè)采用6繞組輸入，二次側(cè)采用三路13繞組輸出。其中，一次側(cè)T2_1端輸入24 V方波，另一端接并聯(lián)電容濾除直流電壓，使輸入端變?yōu)椤?2 V的交流電，變壓器的二次側(cè)輸出±24 V的交流電，實現(xiàn)一路12 V輸入，三路24 V輸出。然后將磁環(huán)變壓器輸出電壓接入全橋整流電路，全橋整流電路由兩個BAV99芯片組成，輸出DC 34 V，最后將輸出電壓接入三端穩(wěn)壓器電路。

圖4 磁環(huán)變壓器電路

1.3 三端穩(wěn)壓器電路

圖5所示為以LM7809穩(wěn)壓芯片為核心三端穩(wěn)壓器電路。電路輸入端由整流電路接入，正負極分別為+24 V和-9 V，經(jīng)過穩(wěn)壓芯片LM7809和電容分壓后，輸出+15 V，-9 V和接地，然后接入TPL250光耦。其中+15 V和-9 V為光耦供電，接地端連接于MOSFET源極，保證各開關管可靠關斷。

圖5 三端穩(wěn)壓器電路

2 多路隔離電源仿真分析

Multisim是加拿大Interactive Image Technologies公司(簡稱IIT公司)在EWB5.0(Electronics Workbench)的基礎上推出的一款專門用于電子電路設計與仿真的軟件。本文利用Multisim軟件搭建了多路隔離電源仿真電路模型。方波產(chǎn)生電路中FDS8958A芯片的門極驅(qū)動電路仿真波形如圖6所示。

圖6(a)為定時器電路輸出波形，5 V電源經(jīng)定時器電路后，輸出幅值為5 V，頻率為30 kHz，占空比為0.5，決定整個驅(qū)動電源的頻率。由式(2)知，通過調(diào)節(jié)電阻R1和電容C1的值，可改變電源頻率。圖6(b)為二分頻電路Q和Q非輸出波形，將定時器電路輸出的5 V方波變?yōu)閮陕贩迪嗤㈩l率變?yōu)樵瓉硪话氲幕パa波形，分別驅(qū)動模擬開關。圖6(c)為死區(qū)電路輸入輸出波形對比。定時器電路輸出方波經(jīng)D2D，D2A兩級緩沖后，產(chǎn)生死區(qū)延時。當死區(qū)電路輸入為高電平時，經(jīng)D2D后輸出低電平，此時5 V電源經(jīng)電阻R2向電容C4充電，D2A輸入低電平輸出高電平，經(jīng)過一定時間延遲后，電容C4充電完成，D2A輸入高電平輸出低電平；當輸入為低電平時，經(jīng)D2D后輸出高電平，D2A輸入高電平輸出低電平，直到下一周期再次出現(xiàn)高電平，如此循環(huán)往復，產(chǎn)生延時方波。另外可通過改變R2，C4的值，可調(diào)節(jié)死區(qū)時間；圖6(d)為二分頻電路輸出端Q，D2A輸出端和D2B輸出端波形對比。由于Q端輸出波形周期變?yōu)樵瓉?倍，所以當Q輸出1個周期時，死區(qū)電路輸出2個周期，且只有死區(qū)電路和二分頻電路同時輸出低電平時，驅(qū)動波形輸出為高電平，因此輸出波形中高電平占空比為0.25；圖6(e)為二分頻電路輸出端Q非、D2A輸出端和D2C輸出端波形對比，其結果與圖6(d)圖類似。D2B和D2C兩路輸出為模擬開關電路輸入端驅(qū)動波形，由圖6(d)和圖6(e)分析可知，兩路驅(qū)動波形中高電平分別位于二分頻電路輸出波形的后半周和前半周，由此產(chǎn)生死區(qū)保護作用。圖6(f)為模擬開關電路輸出波形，由于輸入端驅(qū)動波形中高電平占空比為0.25，因此輸出的9～24 V方波中低電平9 V占空比為0.25，而0～9 V方波中高電平9 V占空比為0.25，分別作用于FDS8958A的控制輸入端。

(a) 定時器輸出波形

(b) 二分頻電路Q和Q非輸出波形

(c) 死區(qū)電路輸入輸出波形對比

(d) 二分頻電路輸出端Q、D2A輸出端和D2B輸出端波形對比

(e) 二分頻電路輸出端Q非、D2A輸出端和D2C輸出端波形對比

(f) 模擬開關電路輸出波形

圖6方波電路驅(qū)動波形

模擬開關電路輸出兩路方波分別驅(qū)動FDS8958A的柵極后，方波產(chǎn)生電路輸出24 V方波，并接入磁環(huán)變壓器的一次側(cè)T2-1，變壓器一次側(cè)另一端接并聯(lián)電容濾去直流，使輸入端變?yōu)椤?2 V的交流電，磁環(huán)變壓器的二次側(cè)輸出經(jīng)整流電路后，輸出DC 34 V，34 V電壓經(jīng)三端穩(wěn)壓電路后輸出+15 V，-9 V和GND，仿真波形如圖7所示。圖7(a)為方波產(chǎn)生電路輸出的24 V方波，由于只有當FDS8958A的PIN1,3輸入為9 V時，PMOS管導通，電路輸出24 V，而PIN6，8輸入9 V時，NMOS管導通，電路輸出0 V，因此方波產(chǎn)生電路占空比為0.5。圖7(b)為磁環(huán)變壓器輸入交流波形。24 V方波經(jīng)過并聯(lián)電容濾去直流后輸出±12 V的交流電壓，作為磁環(huán)變壓器的交流輸入。圖7(c)為磁環(huán)變壓器二次側(cè)交流方波，經(jīng)整流電路輸出的DC 34 V。圖7(d)為整流電路輸出端經(jīng)三端穩(wěn)壓器電路后輸出的+15 V和-9 V波形。

(a) 方波產(chǎn)生電路輸出的24 V方波

(b)磁環(huán)變壓器輸入的交流波形

(c)磁環(huán)變壓器二次側(cè)交流方波經(jīng)整流電路輸出的DC 34V

(d) 整流電路輸出端經(jīng)三端穩(wěn)壓器電路后輸出的+15 V和-9 V波形

圖7磁環(huán)變壓器及穩(wěn)壓電路波形

三端穩(wěn)壓器電路輸出+15 V和-9 V 為TPL250光耦獨立供電，最后由光耦驅(qū)動MOSFET,實現(xiàn)開關管可靠關斷。如圖8所示為三路隔離電源為光耦供電作用于橋式電路各MOSFET后，輸出的正弦波形，可通過調(diào)節(jié)光耦觸發(fā)端使電路輸出不同波形。

圖8 橋式電路輸出波形

3 多路隔離電源試驗分析

為驗證本設計方案的可行性，本文制作了一臺樣機，并測試了電路各部分輸出波形。電源實物圖如圖9所示。

圖9(a)為24 V方波產(chǎn)生電路；圖9(b)為高頻變壓器電路和三端穩(wěn)壓器電路。24 V電源接入后，經(jīng)穩(wěn)壓管和PMOS后，接入FDS8958A芯片。驅(qū)動電路中LM555芯片的供電由24 V電源經(jīng)過78L05穩(wěn)壓芯片后輸入5 V，輸出的5 V方波經(jīng)74HC74芯片、74H02芯片和MAX4622ESE驅(qū)動FDS8958A芯片，輸出24 V方波，然后接入磁環(huán)變壓器的輸入端，磁環(huán)輸出3路分別接入由兩個BA V99芯片組成的整流電路，最后接入三端穩(wěn)壓器電路并通過光耦驅(qū)動開關管。本文采用1路驅(qū)動電壓，同時驅(qū)動3個FDS8958A芯片,然后輸入到3個磁環(huán)變壓器。由此可見，該電源結構簡單、體積較小、價格便宜并且損耗較少。

通過對多路隔離電源的各部分進行測試，得出如圖10所示的試驗波形。圖10(a)為定時器電路輸出幅值為5 V，頻率為30 kHz，占空比為0.5的5 V方波。圖10(b)為二分頻電路輸出幅值5 V，頻率變?yōu)樵瓉硪话氲膬陕坊パa試驗波形；圖10(c)為模擬開關電路輸入端帶死區(qū)的兩路驅(qū)動試驗波形，高電平約占0.25。圖10(d)為模擬開關電路輸出的9～24 V和0～9 V方波，兩方波中9 V電平約占0.25。圖10(e)為方波產(chǎn)生電路輸出的24 V方波試驗波形。圖10(f)為經(jīng)磁環(huán)變壓器和整流電路后，三端穩(wěn)壓電路輸出的+15 V，-9 V試驗波形。從試驗波形可以看出，試驗波形與理論分析和仿真結果基本吻合。

(a) 24 V方波產(chǎn)生電路(b) 變壓器和穩(wěn)壓電路

圖9電源實物圖

(a) 定時器電路輸出波形

(b) 二分頻電路輸出波形

(c) 模擬開關電路輸入端驅(qū)動試驗形波

(d) 模擬開關電路輸出波形

(e) 24 V方波試驗波形

(f) 三端穩(wěn)壓電路輸出波形

圖10試驗波形

4 結 語

設計了一種多路隔離電源，主要用于解決非等電位電路中多個開關管之間不共地問題。電路主要包括方波產(chǎn)生電路及其內(nèi)部柵極驅(qū)動電路、高頻變壓器電路和三端穩(wěn)壓器電路。從理論分析、Multisim軟件仿真和實物試驗三個方面詳細分析了各電路輸出波形，驗證本設計方案的正確性，然后通過試驗測得電源輸入、輸出功率，并求出電源效率，最后從芯片F(xiàn)DS8958A的推挽MOS管的開通、關斷損耗和磁環(huán)變壓器的磁滯損耗兩方面分析了電源損耗。本設計方案結構簡單、體積較小、穩(wěn)定性高、成本較低、電源效率較高，完全能夠滿足非等電位電路中多路隔離電源的需求。

[1] 羅全明,黃健,馬坤,等.一種直流電流母線型多路恒流輸出LED驅(qū)動電源[J].中國電機工程學報，2016,36(22)：6201-6209.

[2] FEI W M, LU Z Y, XIA L H, et al. High insulation multiple output switch power supply used for driving of IGBTs in medium-high voltage inverter[C]∥Applied Power Electronics Conference and Exposition, Miami, USA, 2003: 1066-1092.

[3] 方春恩,王猛,李偉,等.混合式直流斷路器的多路隔離驅(qū)動電源設計[J].高電壓技術,2016,42(6):1746-1753.

[4] 陳哲,肖嵐.多路輸出高壓隔離驅(qū)動電源的研究[J].電力電子技術，2012,46(1)：19-24.

[5] 蘇斌,呂征宇.新型中高壓隔離驅(qū)動電源的架構[J].電工技術學報,2010,25(2):121-126.

[6] 蘇斌，呂征宇. 新型電流型固態(tài)短路限流器驅(qū)動電源[J]. 中國電機工程學報，2009，29(27)：48-53.

[7] 金高先,呂征宇.多路輸出隔離驅(qū)動電路及其在短路限流器中的應用[J]. 電源技術應用, 2003,6(12):61-64.

[8] 宋佩云，肖嵐.電流母線型多輸出高壓隔離驅(qū)動電源[J]. 電力電子技術，2015，49(1)：29-32.

[9] 王凌云,王傳偉,李洪濤,等.500KV固態(tài)Marx發(fā)生器IGBT多路驅(qū)動高壓隔離供電電源設計[J].高電壓技術,2012,38(1):236-240.

[10] CHANG Liuchen．Development of a driver board power supply for high power IGBTs used in three-phase inverters[J].IEEE Aerospace and Electronic Systems Magazine,1996,11(8)：24-28．

[11] FUJITA H. A resonant gate-drive circuit with optically isolated control signal and power supply for fast-switching and high-voltage power semiconductor devices [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(11):5423-5430.

[12] WANG J, CHUNG S H, LI T H. Characterization and experimental assessment of the effects of parasitic elements on the MOSFET switching performance [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(1):573-590.

[13] 陳珊珊. 一種多路隔離驅(qū)動電路的設計與實現(xiàn)[J]. 西南師范大學學報(自然科學版), 2015, 40(8):86-91.

[14] 李艷. 多輸入直流變換器電路拓撲及控制策略研究[D]. 南京:南京航空航天大學, 2009.

[15] 趙秋山，馮冬青，盧宜．高壓隔離的多路低壓直流電源[J]．電力自動化設備,2010,30(1)：136-138.