王新春，葛仿

(內(nèi)蒙古科技大學(xué)，內(nèi)蒙古 包頭 014000)

0 引言

IGBT模塊結(jié)溫變化是造成器件失效的主要原因。IGBT模塊內(nèi)部溫度隨功率損耗而變化，且模塊內(nèi)不同材料的熱膨脹系數(shù)不同，材料之間會(huì)產(chǎn)生交變熱應(yīng)力，熱應(yīng)力的長(zhǎng)期累積將使器件受損直至失效。計(jì)算模塊的結(jié)溫對(duì)評(píng)估器件可靠性具有重要意義。目前，IGBT模塊結(jié)溫的獲取方法主要分為模擬法和實(shí)際探測(cè)法兩大類，兩類方法各有優(yōu)缺點(diǎn)及適用范圍[1]。文獻(xiàn)[2—4]采用模擬法獲取結(jié)溫。文獻(xiàn)[2]將IGBT電氣模型與IGBT硅芯片、封裝和散熱器的動(dòng)態(tài)熱模型相結(jié)合，開發(fā)了IGBT動(dòng)態(tài)電-熱模型，應(yīng)用Saber仿真軟件確定硅芯片表面溫度的瞬時(shí)值，但沒有對(duì)器件結(jié)溫變化規(guī)律做具體分析。文獻(xiàn)[3]將文獻(xiàn)[2]的電-熱模型用于分析全橋電壓源逆變電路中功率器件的熱特性，研究TO247器件硅芯片的熱響應(yīng)與單相IGBT器件溫升的關(guān)系，采用的是脈沖寬度調(diào)制(PWM)方式。文獻(xiàn)[4]提出一種有限元方法，研究風(fēng)電機(jī)組的IGBT模塊的熱耦合效應(yīng)和不同條件下的熱阻抗，將所提取的熱網(wǎng)絡(luò)用于溫度和功率損耗的計(jì)算。文獻(xiàn)[5—7]采用實(shí)際探測(cè)法獲取結(jié)溫。文獻(xiàn)[5]采用紅外熱成像儀對(duì)IGBT模塊鍵合引線熔斷過程的結(jié)溫場(chǎng)分布進(jìn)行實(shí)時(shí)探測(cè)。文獻(xiàn)[6]介紹一種在IGBT模塊運(yùn)行時(shí)測(cè)其正向飽和壓降來計(jì)算結(jié)溫的熱敏電參數(shù)方法。文獻(xiàn)[7]利用光纖傳感器直接測(cè)量芯片溫度，并對(duì)熱阻抗分析函數(shù)進(jìn)行建模。

傳感器測(cè)量獲得結(jié)溫的方法原理簡(jiǎn)單，但針對(duì)的是沒有塑封的模塊，且測(cè)量結(jié)果不夠精確。熱敏電參數(shù)法利用IGBT中具有溫度敏感性的電氣參數(shù)，如集射極飽和壓降等間接測(cè)量結(jié)溫，該方法不必打開器件封裝，可實(shí)現(xiàn)溫度在線測(cè)量。熱敏電參數(shù)法測(cè)得的是整個(gè)IGBT內(nèi)部的平均結(jié)溫，需要先進(jìn)行定標(biāo)，定標(biāo)的準(zhǔn)確性直接影響了測(cè)量的準(zhǔn)確性[8]。紅外熱探測(cè)法不直接接觸器件，可以得到模塊鋁鍵合引線溫度的實(shí)時(shí)變化過程，但是測(cè)量前需要打開模塊封裝，且紅外成像儀價(jià)格昂貴，對(duì)使用環(huán)境有較高要求。有限元法可以得到模塊三維溫度場(chǎng)的分布，確定結(jié)溫點(diǎn)的位置，但是建模的過程需要各層材料的詳細(xì)參數(shù)，并且需要進(jìn)行大量的計(jì)算。電-熱耦合模型法不用接觸被測(cè)物，采用參數(shù)比擬，計(jì)算量小，能計(jì)算IGBT模塊的穩(wěn)態(tài)結(jié)溫和瞬態(tài)結(jié)溫，是現(xiàn)階段應(yīng)用比較廣泛的一種結(jié)溫測(cè)量方法。

本文綜合以上結(jié)溫測(cè)量方法的優(yōu)缺點(diǎn)，采用電-熱模擬法測(cè)量結(jié)溫。以變流器中的三相橋式逆變電路為例，采用SPWM控制策略，根據(jù)模塊在一個(gè)開關(guān)周期的工作情況建立IGBT模塊功率損耗模型，利用4階Foster熱網(wǎng)絡(luò)模型和電-熱比擬原理，模擬IGBT模塊由結(jié)到殼的瞬態(tài)熱阻。在MATLAB/Simulink中搭建IGBT模塊結(jié)溫仿真模型，研究IGBT模塊的結(jié)溫變化。

1 IGBT模塊的電氣模型

本文所用的三相逆變電路如圖1所示。三相逆變電路采用雙極型SPWM調(diào)制方式，IGBT模塊選用Infineon公司的FF450R17IE4。

圖1 三相橋式逆變電路

因?yàn)槿嗄孀冸娐肪哂腥鄬?duì)稱的特點(diǎn)，且選用相同的IGBT模塊，所以輸出的三相電壓和三相電流的波形相同，僅存在120°的相位差?？梢哉J(rèn)為，在1個(gè)輸出周期內(nèi)每個(gè)IGBT產(chǎn)生的功率損耗相同[9]，故只對(duì)一相的IGBT與FWD進(jìn)行損耗分析就能得到整個(gè)三相逆變電路的功率損耗。

1.1 IGBT功率損耗的計(jì)算

IGBT損耗由通態(tài)功率損耗PI,con和開關(guān)功率損耗PI,sw組成，其中，開關(guān)功率損耗由開通損耗PI,on和關(guān)斷損耗PI,off組成。

如圖1所示，在1個(gè)開關(guān)周期中，IGBT的通態(tài)功率損耗[10]為

PI,con=Vceic(t)δ(t)

(1)

由IGBT的輸出特性曲線知，可用近似線性化提取參數(shù)的方法將通態(tài)壓降Vce表示出來：

Vce=Vce0+ic(t)rce

(2)

式中：Vce0為初始飽和壓降；rce為導(dǎo)通電阻。由器件手冊(cè)可知，Vce0與rce不隨外部電流的改變而改變，但都受溫度影響，和溫度存在線性關(guān)系，即

Vce0=Vce0_25 ℃+Kv,I[Tj,I-(25+273.15)]

(3)

rce=rce_25 ℃+Kr,I[Tj,I-(25+273.15)]

(4)

式中：Vce0_25 ℃為25 ℃時(shí)IGBT的初始飽和壓降；rce_25 ℃為25 ℃時(shí)IGBT的導(dǎo)通電阻；Tj,I為IGBT的結(jié)溫；Kv,I和Kr,I為IGBT的初始飽和壓降與導(dǎo)通電阻的溫度系數(shù)。

IGBT的通態(tài)功率損耗可表示為

PI,con=ic[Vce0_25 ℃+Kv,I(Tj,I-25-273.15)]

(5)

IGBT的開關(guān)功率損耗表示為

PI,sw=fswEI,s(ic)

(6)

式中：fsw為開關(guān)頻率；EI,s(ic)為IGBT開、關(guān)一次的能量損耗之和。

EI,s(ic)與集電極電流、結(jié)溫的關(guān)系為

KI,s(125+273.15-Tj,I)]

(7)

式中：Eon、Eoff為IGBT額定條件下的開通、關(guān)斷能量損耗；Udc為變流器直流側(cè)電壓；UN為IGBT模塊額定電壓；IN為IGBT模塊額定電流；KI,s為IGBT開關(guān)能量損耗的溫度修正系數(shù)。

1.2 FWD功率損耗的計(jì)算

FWD的器件功率損耗由通態(tài)損耗PD,con和開關(guān)損耗PD,sw組成。FWD關(guān)斷時(shí)，產(chǎn)生的反向恢復(fù)損耗遠(yuǎn)大于其開通損耗，故開通損耗可忽略不計(jì)。FWD在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的功率損耗與IGBT的計(jì)算類似，即FWD的通態(tài)損耗為

PD,con=VFiD(t)[1-δ(t)]

(8)

式中：VF為FWD的飽和壓降；iD(t)為流過FWD的集電極電流。

FWD導(dǎo)通時(shí)的飽和壓降VF表示為

VF=VF0+iD(t)rD

(9)

式中：VF0為FWD的初始飽和壓降；rD為FWD的通態(tài)電阻。

FWD的初始飽和壓降VF0和通態(tài)電阻rD與結(jié)溫均可表示為線性關(guān)系：

VF0=VF_25 ℃+Kv,D[Tj,D-(25+273.15)]

(10)

rD=rD_25 ℃+Kr,D[Tj,D-(25+273.15)]

(11)

式中：VF_25 ℃為FWD在25 ℃時(shí)的額定通態(tài)壓降；Tj,D為FWD結(jié)溫；rD為FWD在25 ℃時(shí)的額定通態(tài)電阻；Kv,D為二極管通態(tài)壓降的溫度影響系數(shù)；Kr,D為FWD通態(tài)電阻的溫度影響系數(shù)。

FWD的通態(tài)損耗功率模型可表示為

PD,con=iD(t)[VF_25 ℃+Kv,D(Tj,D-25-

Kr,D(Tj,D-25-273.15)][1-δ(t)]

(12)

同IGBT開關(guān)損耗計(jì)算方法類似，F(xiàn)WD的開關(guān)損耗功率模型為

KD,s(125+273.15-Tj,D)]

(13)

式中：Eref為FWD額定條件下的反向恢復(fù)能量損耗；KD,s為FWD開關(guān)能量損耗的溫度修正系數(shù)。

2 IGBT模塊的熱網(wǎng)絡(luò)模型

IGBT模塊的熱特性可以用等效RC熱網(wǎng)絡(luò)模型電路表示，因Foster熱網(wǎng)絡(luò)模型的參數(shù)容易獲取，大部分文獻(xiàn)采用的是Foster熱網(wǎng)絡(luò)模型。本文采用4階Foster模型來計(jì)算IGBT的結(jié)溫，因上文中分析1個(gè)橋臂工作狀態(tài)，故搭建1個(gè)橋臂的熱網(wǎng)絡(luò)模型。由IGBT器件的封裝結(jié)構(gòu)可知，IGBT功率模塊與二極管共用1個(gè)散熱器，本文不考慮二者之間的相互影響，可以得到IGBT的等效熱路圖[11],如圖2所示。

圖2中，ZI,jc與ZD,jc分別為IGBT與FWD芯片到殼的熱阻抗；ZI,ch和ZD,ch分別為IGBT與FWD的殼到散熱器的熱阻抗；Zha為散熱器到環(huán)境的熱阻抗；Ta為環(huán)境溫度。本文選用的是Infineon公司的FF450R17IE4，仿真中用到的4階芯片到殼的熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)和1階殼到散熱器的熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)都來源于器件數(shù)據(jù)手冊(cè)，散熱器到環(huán)境的熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)是由Infineon在線仿真軟件IPOSIM在典型水冷散熱方式下得出。IGBT模塊FF450R17IE4的熱網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)見表1，表中時(shí)間常數(shù)τi=RiCi。

圖2 IGBT模塊的熱網(wǎng)絡(luò)模型

表1 IGBT模塊熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)

3 IGBT模塊的結(jié)溫仿真

本文基于上述IGBT模塊結(jié)溫計(jì)算方法和熱網(wǎng)絡(luò)模型，在MATLAB/Simulink平臺(tái)搭建IGBT模塊的結(jié)溫仿真模型。逆變器采用SPWM調(diào)制方式，調(diào)制度m=0.8，直流側(cè)電壓Vdc=1 100 V，環(huán)境溫度Ta=(40+273.15)K=313.15K。

1)取輸出頻率f=50 Hz，開關(guān)頻率fsw=2 kHz，IGBT模塊的結(jié)溫仿真模型如圖3所示。

圖3 fsw=2 kHz，IGBT模塊結(jié)溫仿真結(jié)果

此時(shí)，IGBT的平均結(jié)溫為69.5 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為9 ℃；FWD的平均結(jié)溫為53 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為4 ℃。

為驗(yàn)證搭建模型的可行性，用Infineon在線仿真軟件IPOSIM在相同參數(shù)下進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖4所示。

(a)IGBT的IPOSIM仿真結(jié)果

(b)FWD的IPOSIM仿真結(jié)果

圖4中，IGBT的平均結(jié)溫為69.5 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為5 ℃；FWD的平均結(jié)溫為52.375 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為2.25 ℃。本文搭建的結(jié)溫仿真模型考慮了結(jié)溫實(shí)時(shí)反饋，與IPOSIM仿真結(jié)果對(duì)比，其誤差在可接受范圍內(nèi)，故本文搭建模型具有可行性。

2)當(dāng)輸出頻率f=50 Hz，器件開關(guān)頻率fsw分別取1 kHz和10 kHz時(shí)，IGBT模塊的仿真結(jié)果如圖5、6所示。當(dāng)器件開關(guān)頻率為1 kHz時(shí)，IGBT的平均結(jié)溫為61.5 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為7 ℃；FWD的平均結(jié)溫為50 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為4 ℃。當(dāng)器件開關(guān)頻率為10 kHz時(shí)，IGBT的平均結(jié)溫為105 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為20 ℃；FWD的平均結(jié)溫為74 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為12 ℃。

由圖5、6的結(jié)溫波形可以看出，在1個(gè)輸出周期內(nèi)，IGBT和FWD的結(jié)溫上升波形都比結(jié)溫下降波形陡，即在1個(gè)輸出周期內(nèi)IGBT模塊的結(jié)溫上升速度比下降速度快。這是因?yàn)樵?個(gè)輸出周期的前半部分，IGBT模塊有電流流過，處于開關(guān)狀態(tài)時(shí)功率損耗較大，結(jié)溫上升，在1個(gè)輸出周期的后半部分，IGBT模塊沒有電流流過，沒有功率產(chǎn)生，處于散熱階段；且IGBT模塊在1個(gè)輸出周期內(nèi)的損耗功率大于散熱功率。

由圖3、5、6可以看出，當(dāng)輸出頻率不變，隨著開關(guān)頻率的增加，IGBT模塊的結(jié)溫增加，結(jié)溫波動(dòng)幅度增加，且結(jié)溫波形更加平滑。這是因?yàn)殚_關(guān)頻率越高，功率損耗越大，平均結(jié)溫和結(jié)溫波動(dòng)都會(huì)增加，產(chǎn)生的電流波形就越平滑，所以得到的結(jié)溫曲線更光滑，干擾更小，但過高的開關(guān)頻率又會(huì)使功率損耗過大，結(jié)溫更高。

3)當(dāng)器件開關(guān)頻率fsw保持10 kHz不變，輸出頻率f分別為10 Hz、50 Hz、100 Hz時(shí)，IGBT模塊的仿真結(jié)果分別如圖7、6、8所示。

圖5 fsw=1 kHz，IGBT模塊結(jié)溫仿真結(jié)果

圖6 fsw=10 kHz，IGBT模塊結(jié)溫仿真結(jié)果

圖7 f=10 Hz，IGBT模塊結(jié)溫仿真結(jié)果

圖8 f=100 Hz，IGBT模塊結(jié)溫仿真結(jié)果

當(dāng)輸出頻率f=10 Hz時(shí)，IGBT的平均結(jié)溫為109 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為62 ℃；FWD的平均結(jié)溫為73 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為30 ℃。

當(dāng)輸出頻率f=100 Hz時(shí)，IGBT的平均結(jié)溫為89.5 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為9 ℃；FWD的平均結(jié)溫為70 ℃，結(jié)溫波動(dòng)為8 ℃。

可以看出，在器件開關(guān)頻率不變的情況下，隨著輸出頻率的增加，IGBT和FWD的結(jié)溫波動(dòng)減少，平均結(jié)溫大體上減小。

4)在已搭建的結(jié)溫仿真模型中，將恒定環(huán)境溫度40 ℃改為從30 ℃至40 ℃的漸變溫度，如圖9所示。當(dāng)輸出頻率為50 Hz，功率器件開關(guān)頻率為2 kHz時(shí)，IGBT模塊的結(jié)溫波動(dòng)曲線如圖10所示。

圖9 漸變環(huán)境溫度

(a)漸變環(huán)境溫度下IGBT模塊的整體結(jié)溫波形

(b)漸變環(huán)境溫度下IGBT模塊的局部結(jié)溫波形圖10 漸變環(huán)境溫度下IGBT模塊的結(jié)溫波形

由圖10可以看出，隨著環(huán)境溫度的增加，平均結(jié)溫會(huì)增加，但結(jié)溫波動(dòng)沒有變化；將圖10(a)與圖3對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)，即使在先前有環(huán)境溫度變化，但對(duì)最后整體的平均結(jié)溫及結(jié)溫波動(dòng)沒有影響。

4 結(jié)語(yǔ)

本文以三相逆變電路為例，分析了IGBT模塊在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)工作產(chǎn)生的功率損耗，結(jié)合IGBT模塊的熱傳導(dǎo)特性，在MATLAB/Simulink中搭建出結(jié)溫計(jì)算模型，通過Infineon的在線仿真軟件IPOSIM驗(yàn)證了模型的可行性。所得結(jié)論如下：

1)在1個(gè)輸出周期內(nèi)，IGBT模塊的結(jié)溫上升速度比結(jié)溫下降速度快，結(jié)溫曲線整體上升，一段時(shí)間后趨于穩(wěn)定。

2)IGBT模塊的平均結(jié)溫和結(jié)溫波動(dòng)隨著開關(guān)頻率的增加而增加，隨著輸出頻率的增加而減小。

3)IGBT模塊結(jié)溫隨著環(huán)境溫度的變化而變化，當(dāng)環(huán)境溫度升高，IGBT模塊平均結(jié)溫隨著升高。