劉麗明，姚 嘯，趙建鵬

（91336部隊，河北秦皇島066326）

瞬時測頻（Instantaneous Frequency Measurement，IFM）接收機是目前國內(nèi)外雷達偵察系統(tǒng)普遍優(yōu)選的測頻接收機，具有截獲概率高、瞬時帶寬大、測量速度快、體積小等優(yōu)點[1]。

隨著戰(zhàn)場電磁環(huán)境的日趨復雜，采用瞬時測頻體制的雷達偵察設備不可避免地受影響，尤其是其寬頻段、全方位接收特性[2]，使人為和自然的、敵方和我方的、對抗和非對抗的各種電磁輻射信號進入接收機[3]，巨量電磁信號的進入極易造成接收機測量錯誤或通道阻塞，從而出現(xiàn)虛警、漏警、系統(tǒng)死機等現(xiàn)象，影響操作人員對敵方威脅目標的判斷、告警，甚至直接對作戰(zhàn)結(jié)果產(chǎn)生影響。同時，對于一些特殊信號形式的雷達信號，瞬時測頻接收機受技術(shù)體制的限制，無法實現(xiàn)正常的接收、正確的分選或引起性能下降。因此，研究該情況下的工作機理及所受影響，對分析和解決偵察裝備在復雜電磁環(huán)境下出現(xiàn)的各類問題，規(guī)避風險，具有非常積極的作用。

1 瞬時測頻接收機原理

瞬時測頻接收機通常指比相法快速測頻體制接收機。圖1所示是一種典型的瞬時測頻接收機組成，包括功率分路器、多個頻率經(jīng)相位到幅度的轉(zhuǎn)換器，以及幅度到數(shù)碼的編碼器、把各路碼元和在一起產(chǎn)生最終的頻率碼的譯碼器。

外界的雷達信號，首先，經(jīng)限幅放大器、帶通濾波器和功分器，分成無延遲通道和延遲通道2個通道；隨后，進入鑒相器，經(jīng)檢波、差分放大和量化編碼；最后，由解模糊電路輸出標準二進制頻率碼[4]。

圖1 瞬時測頻接收機原理Fig.1 Principle of IFM receiver

2 幾種典型雷達信號對瞬時測頻的影響

從雷達信號輻射、接收和處理等方面看，影響瞬時測頻接收機性能的雷達信號樣式主要有以下幾種。

2.1 連續(xù)波信號

連續(xù)波體制具有平均功率條件下對隱身目標探測能力更強，并具有低截獲特性較強的抗干擾能力，因而在軍用雷達領(lǐng)域得到廣泛應用。當環(huán)境中存在連續(xù)波信號時，環(huán)境中其他信號與連續(xù)波信號總是同時到達。因此，將阻塞接收通道，影響接收機的正常工作[5]。

通常情況下，瞬時測頻接收機檢測到連續(xù)波后，自動將檢測門限抬高到連續(xù)波信號幅度之上，從而保證在有連續(xù)波的情況下對脈沖信號的頻率、方位等參數(shù)正確測量，這種方法帶來的缺點是系統(tǒng)靈敏度的下降、大量的脈沖信號丟失。目前，更多的設備采取加裝帶阻濾波器組件的方法來降低連續(xù)波對接收機的影響[6]。

2.2 高占空比信號

選擇合適的占空比是提高雷達探測距離需要考慮的重要因素[7]，而在雷達信號分選過程中，高的占空比極易導致接收處理信號丟失。在實戰(zhàn)環(huán)境中，高威脅信號通常占空比較大，高占空比信號始終占用接收機的處理時間，使與該信號在時間上相關(guān)（脈沖同步）的其他信號無法使用處理資源，從而造成低占空比信號的漏警[8]。

2.3 同時到達信號與重疊信號

當2個信號的脈沖前沿在時間上同時出現(xiàn)，即t=0時，如圖2所示，稱為同時到達信號[9]，主要影響頻率測量的結(jié)果，頻率測量誤差取決于2個同時到達脈沖的相對幅度，通常情況下，只有當2個脈沖的幅度差小于某一閾值時，會產(chǎn)生較大誤差[10]。這是由于2個信號的射頻經(jīng)鑒相器檢測輸出，在視頻上疊加后使被測信號頻率的極性角產(chǎn)生量化偏移，導致輸出相位出現(xiàn)偏差，一旦相位誤差值超出解模糊相位容差的限值，則會使輸出相位的數(shù)字量產(chǎn)生比特錯位[11]。

圖2 脈沖信號到達示意Fig.2 Schematic diagram of pulse signal arrival

當2個信號的脈沖前沿在時間上不是同時到達，但到達的時間差較小，脈沖的一部分在時間上重疊，可稱作重疊信號。IFM接收機能否完成頻率的正確測量或滿足一定的測頻精度，均與同時到達信號或重疊信號之間的信號脈沖幅度和脈沖寬度有關(guān)。

0＜t≤T0，T0為編譯碼的過渡時間，IFM的測量結(jié)果是當2個信號幅度差小于某一定值時，頻率測錯；2個信號幅度差大于該值時，測頻、測向均能對大信號正確測量，忽略小信號。

T0＜t≤Tmin，Tmin為接收機恢復時間，IFM接收機測量第一個脈沖，其余脈沖丟失[12]。

2.4 低截獲概率（LPI）雷達信號

施里海爾為衡量雷達的被截獲性能提出了截獲概率因子α的定義：

式（1）中：RI為偵察接收機能發(fā)現(xiàn)LPI雷達輻射信號的最大距離；Rr為LPI雷達對偵察接收機平臺目標的最大發(fā)現(xiàn)距離。[13]

根據(jù)截獲概率因子α的計算公式，可以得到：當α＞1時，偵察接收機能夠探測到雷達輻射的信號，但是雷達不能發(fā)現(xiàn)搭載偵察接收機的平臺目標，此時偵察接收機先于雷達發(fā)現(xiàn)對方，雷達有可能受到對方干擾甚至摧毀；當α＜1時，雷達能發(fā)現(xiàn)偵察接收機的平臺目標而偵察接收機不能探測到雷達信號，無法判斷威脅，此時雷達先于偵察接收機發(fā)現(xiàn)對方，對α＜1的雷達，通常被稱作低截獲概率雷達（“寂靜”雷達）[14]。α越小，雷達的反偵察性能越好。

目前，國外已出現(xiàn)了多種新型低截率雷達，例如：TWSQR、M2140、PILOT和俄制“首領(lǐng)”及“先知”等雷達系統(tǒng)[15]。由于瞬時測頻接收機在設計過程中往往采用大的頻帶寬度，接收機靈敏度無法做得更好。因此，難以發(fā)現(xiàn)這一體制的雷達。

3 仿真驗證

文獻[16]給出了同時到達信號與重疊信號對瞬時測頻接收機的影響的仿真驗證，本文不再贅述。利用半實物仿真系統(tǒng)和雷達偵察設備樣機對復雜電磁環(huán)境下連續(xù)波信號和高占空比信號對瞬時測頻接收機的影響進行仿真驗證[17]。

3.1 連續(xù)波信號對瞬時測頻接收的影響驗證

瞬時測頻接收機工作參數(shù)：工作頻段4～18GHz（分為通道1：4～10GHz；通道2：10～18GHz），天線接收范圍為0～360°。

設置復雜電磁環(huán)境：信號數(shù)量100部，頻段4～18GHz，方位分布0～180°。信號功率：高于瞬時測頻接收機靈敏度5～10dB。

連續(xù)波信號參數(shù)設置：中心頻率9.0 GHz。功率設置：高于瞬時測頻接收機靈敏度3dB。

實時監(jiān)測測頻接收機輸出的頻率碼，根據(jù)設置信號參數(shù)將各頻率分量歸并，統(tǒng)計分析測出頻率的信號數(shù)量，仿真結(jié)果如圖3所示，實驗中發(fā)現(xiàn)，連續(xù)波信號出現(xiàn)后，連續(xù)波信號頻率所在的瞬時測頻接收的通道（通道1）被阻塞，分選信號數(shù)量急劇降低，另外一個通道工作未不受影響。

圖3 連續(xù)波出現(xiàn)前后測頻接收機信號分選情況Fig.3 Sorting results of IFM receiver with and without a CW signal

3.2 高占空比信號對瞬時測頻接收的影響驗證

設置復雜電磁環(huán)境：信號數(shù)量80部，頻段6～18 GHz，方位分布0～180°。信號平均功率：高于瞬時測頻接收機靈敏度5～10dB。

高占空比信號數(shù)量分別設置為0、2、5、8、15、20。

進行對比仿真實驗，記錄信號分選正確數(shù)量、增批數(shù)量和高占空比信號分選正確數(shù)量，結(jié)果見圖4。

圖4 高占空比信號條件下測頻接收機信號分選情況Fig.4 Sorting results of IFM receiver with high duty-cycle signals

從測試中看出，一定數(shù)量的高占空比信號直接對瞬時測頻接收機的工作產(chǎn)生影響，隨著該類信號的增加，接收機對信號的測量能力下降，當高占空比信號的數(shù)量達到某一閾值時，接收機的性能將出現(xiàn)較為明顯的下降。

3.3 LPI信號對瞬時測頻接收的影響驗證

設置LPI雷達一部，搭載平臺為飛機，信號形式為連續(xù)波調(diào)頻，中心頻率9 000 MHz，信號功率30 mW，瞬時測頻接收機接收搭載平臺為地面移動站，覆蓋空間范圍為360°，靈敏度設置為無衰減狀態(tài)。保持連續(xù)波調(diào)頻信號穩(wěn)定輸出，模擬該雷達由遠及近向瞬時測頻接收機運動。仿真結(jié)果表明，在132km處雷達能夠穩(wěn)定探測到地面移動站，而地面移動站在27.9km處首次完成對連續(xù)波調(diào)頻信號的分選。此時，截獲概率因子α=0.211，小于1[18]。

4 結(jié)束語

電磁環(huán)境的日益復雜，使采用瞬時測頻體制的接收機不可避免的受到影響。就目前技術(shù)條件來看，可采用措施來降低各種因素對接收機性能或穩(wěn)定性的影響，但由于技術(shù)體制限制，還無法完全克服，可考慮采用全數(shù)字化接收機，多通道并行處理技術(shù)等解決。