李建楊，王俊峰，王 凱

（西安微電子技術(shù)研究所，陜西 西安 710054）

0 引 言

隨著半導(dǎo)體行業(yè)技術(shù)的發(fā)展，大規(guī)模集成電路的供電電壓越來越低，電流越來越大，DC/DC變換器隨之向低壓大電流輸出、高效率、高功率密度等方向發(fā)展，而輸出整流損耗在低壓大電流條件下尤為明顯。因此，為了提高開關(guān)電源轉(zhuǎn)換效率，降低整流損耗，電源設(shè)計(jì)者們采取了同步整流技術(shù)。

反激式變換器中，輸出只有一個(gè)整流管，因此線路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、技術(shù)成熟，通常在100 W以下場(chǎng)合廣泛應(yīng)用，如圖1所示。

圖1 單端反激式變換器功率拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

對(duì)于單端反激式變換器來說，通常在次級(jí)側(cè)使用肖特基二極管和一些快速恢復(fù)二極管（FRD）或超快速恢復(fù)二極管（SRD）進(jìn)行整流。然而，整流二極管的導(dǎo)通壓降較大（通常0.8～1.2 V），在大電流應(yīng)用下?lián)p耗很大。通過采用低導(dǎo)通電阻的MOSFET取代二極管，以有效減小整流損耗，實(shí)現(xiàn)高效率和低成本的研究目的和市場(chǎng)需求。由于整流MOSFET的開通關(guān)斷正好和主開關(guān)管的開通關(guān)斷按嚴(yán)格的時(shí)序關(guān)系相跟隨，所以稱為“同步整流技術(shù)”，如圖2所示。

圖2 同步整流技術(shù)

1 同步整流的驅(qū)動(dòng)

由于MOSFET的開通關(guān)斷需要柵極電壓信號(hào)控制，因此它不能實(shí)現(xiàn)被動(dòng)整流，需要有驅(qū)動(dòng)電路使其按照對(duì)應(yīng)的時(shí)序關(guān)系開通關(guān)斷。在驅(qū)動(dòng)過程中，需精確控制同步整流管與前級(jí)主MOS管的死區(qū)時(shí)間。目前，大部分同步整流控制電路適用于CCM模式。而對(duì)于DCM模式，當(dāng)變壓器輸出電流下降到0時(shí)，同步整流MOS管需關(guān)斷，否則輸出電容會(huì)通過變壓器次級(jí)繞組、MOS管形成環(huán)流，造成很大的損耗，導(dǎo)致電路損壞。因此，同步整流管驅(qū)動(dòng)的設(shè)計(jì)非常重要，按照驅(qū)動(dòng)類型可大致分為自驅(qū)動(dòng)和外驅(qū)動(dòng)兩類[1]。不同的驅(qū)動(dòng)方式對(duì)應(yīng)不同的控制方法，線路設(shè)計(jì)也存在差異，各有優(yōu)缺點(diǎn)。

1.1 自驅(qū)動(dòng)

自驅(qū)動(dòng)即驅(qū)動(dòng)信號(hào)由變換器自身的繞組或輔助繞組產(chǎn)生，通過對(duì)采樣的信號(hào)進(jìn)行變換、放大，進(jìn)而驅(qū)動(dòng)同步整流MOS管，實(shí)現(xiàn)輸出整流。若同步整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)來自變壓器次級(jí)繞組電流，則稱為電流型驅(qū)動(dòng)。若同步整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)來自變壓器次級(jí)繞組電壓，則稱為電壓型驅(qū)動(dòng)。電流型驅(qū)動(dòng)的控制穩(wěn)定，驅(qū)動(dòng)能力足，不受電壓振鈴的干擾，不會(huì)出現(xiàn)共通，但是添加的互感器可能會(huì)增加損耗，且在電流信號(hào)小的時(shí)候可能存在開通時(shí)間不夠等問題。電壓型驅(qū)動(dòng)原理簡(jiǎn)單，工作穩(wěn)定，是同步整流技術(shù)中最常用的一種驅(qū)動(dòng)方式。然而，控制信號(hào)的關(guān)斷比較難控制，容易受到振鈴影響，控制線路較為復(fù)雜[2]。

1.2 外驅(qū)動(dòng)

同步整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)來自于開關(guān)變換器前級(jí)PWM信號(hào)，通過對(duì)開關(guān)電源前級(jí)PWM信號(hào)進(jìn)行隔離并傳遞到后級(jí)，然后將該信號(hào)進(jìn)行變換、放大，進(jìn)而驅(qū)動(dòng)同步整流MOS管，實(shí)現(xiàn)輸出整流。一般，外驅(qū)動(dòng)的驅(qū)動(dòng)能力較弱，需要額外添加驅(qū)動(dòng)線路，較復(fù)雜。

2 單端反激同步整流電路設(shè)計(jì)

同步整流驅(qū)動(dòng)線路的設(shè)計(jì)與變換器功率拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)息息相關(guān)。本文針對(duì)單端反激變換器同步整流自驅(qū)動(dòng)進(jìn)行研究。

2.1 設(shè)計(jì)目標(biāo)

根據(jù)需求，設(shè)計(jì)一款15 W的DC/DC抗輻照反激變換器，相關(guān)參數(shù)如下：輸入電壓20～50 V（典型值28 V）；輸出電壓5 V/3 A（15 W）；開關(guān)頻率500 kHz；最大占空比45%；控制芯片采用國(guó)產(chǎn)的抗輻照PWM控制器控制芯片LZ3001；功率MOS采用國(guó)產(chǎn)抗輻照器件LCS7262U3RH（對(duì)應(yīng)IRHNJ7230），VDS為200 V，IDS為9.4 A，Rds為0.4 Ω；同步整流管采用國(guó)產(chǎn)抗輻照MOS管LCS7394TIRH，VDS為60 V，IDS為35 A，Rds為0.027 Ω。

2.2 損耗優(yōu)化計(jì)算

轉(zhuǎn)換器在滿載下效率最高，此時(shí)電路工作在連續(xù)模式。針對(duì)滿載的情況進(jìn)行損耗計(jì)算，反激變壓器連續(xù)模式下的電流關(guān)系如圖3所示。

圖3 連續(xù)模式下電流波形圖

從圖3可以得到：

2.2.1 整流二極管損耗

二極管上的損耗即二極管兩端電壓所帶來的損耗PD。二極管兩端通過的電流與輸出電流相同，則：

2.2.2 同步整流MOSFET的主要損耗

同步整流MOSFET主要損耗為：

同步整流驅(qū)動(dòng)線路上的損耗。驅(qū)動(dòng)線路上的電流Idrv控制在10 mA左右，阻抗Rdrv在3 kΩ左右，則驅(qū)動(dòng)線路損耗為：

電流型線路中用到互感器的損耗為：

引用文獻(xiàn)[1]的計(jì)算公式，得到二極管整流時(shí)反激變換器總損耗為[3]：

效率分布如圖4所示，整流損耗占總損耗一半以上。

圖4 反激變換器損耗分布圖

使用二極管整流的效率為：

使用MOSFET整流時(shí)，損耗減少了2.56 W-0.58 W-0.3 W-0.27 W=1.41 W，總損耗為PSR,tot=3.01 W，效率為83.2%，則效率提升值為Δη=η-SRηD=6%。

2.3 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)信號(hào)的選取。當(dāng)主變壓器開通時(shí)，同步整流MOS管漏端電壓為正，驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)輸出低電平使同步整流管截止，次級(jí)側(cè)不導(dǎo)通；當(dāng)主開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，同步整流MOS管漏端電壓為負(fù)，驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)輸出高電平，啟動(dòng)同步整流管。為了準(zhǔn)確控制同步整流管的開通，使其在CCM、DCM模式下都能順利工作，本文采用可以精準(zhǔn)控制的電流型自驅(qū)動(dòng)同步整流線路[4]，原理如圖5所示。

圖5 電流型自驅(qū)動(dòng)線路圖

如圖5所示，需要的同步整流管的驅(qū)動(dòng)波形正好與主開關(guān)管波形互補(bǔ)，即和變壓器a端的波形相同。當(dāng)前級(jí)MOS關(guān)斷時(shí)，后級(jí)有電流流過c端，互感器T2會(huì)將流過4、5端的電流is1感應(yīng)到1、2端，形成is2，且is2波形與is1相同，如圖3所示為一梯形波，滿足：

is2一部分通過R2轉(zhuǎn)化為電壓，并且由D1整流去掉負(fù)的部分，形成與電流同步的鋸齒波電壓。另一部分is經(jīng)過D1后，一部分流向R4成為ib，一部分流向R3形成 i3。

Q3將鋸齒波電壓轉(zhuǎn)化為方波，且ic流經(jīng)R5，將方波電壓浮起至Vc。

比較Vb與Vc，得到零起始的方波電壓，再放大管驅(qū)動(dòng)，得到最終的驅(qū)動(dòng)波形。

3 電路實(shí)驗(yàn)及分析

根據(jù)設(shè)計(jì)目標(biāo)，擬設(shè)計(jì)一款抗輻照反激DC/DC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)用于驗(yàn)證同步整流。

3.1 實(shí)驗(yàn)波形

圖6和圖7分別為連續(xù)模式下主MOSFET與同步整流MOSFET的驅(qū)動(dòng)波形圖、斷續(xù)模式下主開關(guān)漏級(jí)電壓與同步整流MOSFET驅(qū)動(dòng)波形圖。

可以看到，驅(qū)動(dòng)波形在斷續(xù)模式時(shí)死區(qū)時(shí)間過長(zhǎng)，且驅(qū)動(dòng)波形的上升、下降較緩，分析是斷續(xù)時(shí)斜坡電流過小，線路檢測(cè)靈敏度不夠，使其提前關(guān)斷。

3.2 試驗(yàn)結(jié)果分析

試驗(yàn)結(jié)果如圖8所示。

圖6 連續(xù)模式下主MOSFET與同步整流MOSFET驅(qū)動(dòng)波形圖

圖7 斷續(xù)模式下主開關(guān)漏級(jí)電壓與同步整流MOSFET驅(qū)動(dòng)波形圖

圖8 效率提升曲線圖

結(jié)果分析：

（1）同步整流驅(qū)動(dòng)線路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出與主MOSFET互補(bǔ)的光滑平整的輸出波形，順利控制了同步整流MOSFET的開通關(guān)段，使電路正常運(yùn)行；

（2）同步整流線路提升了電路的轉(zhuǎn)換效率，并且隨著輸出電流的上升獲得提升，滿載下效率提升了4.2%；

（3）實(shí)際測(cè)量的效率提升值沒有達(dá)到計(jì)算值，是由于計(jì)算時(shí)忽略了導(dǎo)線損耗、電路板上的損耗等，且開通時(shí)出現(xiàn)了一部分死區(qū)時(shí)間影響了效率。

4 結(jié) 論

本文研究基于單端反激抗輻照DC/DC變壓器的自驅(qū)動(dòng)同步整流技術(shù)，對(duì)一種電流型自驅(qū)動(dòng)同步整流技術(shù)進(jìn)行了仿真、實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，自驅(qū)動(dòng)同步整流技術(shù)線路簡(jiǎn)單，工作穩(wěn)定，可以大幅提高電源的轉(zhuǎn)換效率。但是，本文驗(yàn)證的電流型自驅(qū)動(dòng)線路仍存在需要改進(jìn)的地方。例如，基于試驗(yàn)結(jié)果分析認(rèn)為，可以使用比較器等高速靈敏器件對(duì)自驅(qū)動(dòng)線路加以改進(jìn)。